Что такое опорное напряжение микросхемы

Источники опорного напряжения

Необходимость в хорошем источнике опорного напряжения часто возникает во многих схемах. Например, если нужно построить источник стабилизированного питания с лучшими характеристиками, чем у готовых стабилизаторов типа 723 или нужно построить точный источник тока (т. е. схему со стабилизированным выходным током).
У стабилизаторов типа 723 возникают неточности, поскольку интегральные схемы стабилизаторов рассеивают заметную мощность из за наличия встроенных проходных транзисторов. Они могут довольно ощутимо нагреваться с соответствующим дрейфом параметров.
Есть еще одна область, в которой нужны точные прецизионные источники опорных напряжений (но не прецизионные источники питания), – это проектирование точных вольтметров, омметров или амперметров.
Существуют два вида источников опорного напряжения стабилитроны и так называемые источники опорного напряжения с шириной запрещенной зоны полупроводника («U БЭ стабилитроны»). Каждый из них может использоваться как сам по себе, так и в составе интегральной микросхемы (ИМС) источника опорного напряжения.

Простейший источник опорного напряжения – стабилитрон

Простейшим видом источников опорного напряжения является стабилитрон. В сущности это диод, работающий при обратном смещении на участке, соответствующем напряжению пробоя, где ток пробоя очень быстро возрастает при дальнейшем росте напряжения. Чтобы использовать этот диод в качестве источника опорного напряжения, надо обеспечить прохождение через него приблизительно постоянного тока. Обычно это делается с помощью резистора, подключенного к достаточно высокому напряжению, и таким образом строится наиболее примитивный стабилизированный источник.

Стабилитроны выпускаются на целый ряд значений напряжения – от 2 до 200 В (их напряжения имеют тот же набор значений, что и сопротивления стандартных 5 %‑ных резисторов), с допустимой мощностью рассеяния от долей ватта до 50 Вт и допуском на напряжение стабилизации от 1 до 20 %. Привлекательные на первый взгляд в качестве опорных источников напряжения для различных целей стабилитроны, однако, не так просты в использовании по многим причинам: они имеют конечный набор значений напряжения, у них большой допуск на напряжение стабилизации (кроме дорогих прецизионных стабилитронов), они сильно шумят и их напряжение зависит от тока и температуры. Вот пример двух последних эффектов: стабилитрон на 27 В из распространенной серии 1N5221 стабилитронов на 500 мВт имеет температурный коэффициент порядка +0,1 %/°С, и в силу этого его напряжение меняется на 1 %, когда ток изменяется от 10 до 50 % от максимального.

Есть исключение из правила о плохих характеристиках стабилитронов. Оказывается, что в окрестности значения напряжения стабилизации 6 В стабилитроны мало чувствительны к изменениям тока и при этом имеют почти нулевой температурный коэффициент. Этот эффект виден на кривых на рисунках ниже. Кривые получены путем измерения стабилитронов с разными напряжениями.

Это характерное поведение связано с тем, что в стабилитронах в действительности используются два разных механизма пробоя: зенеровский и лавинный. Первый – при низком напряжении, второй – при высоком.

Если стабилитрон используется только как стабильный источник напряжения и вам все равно, каково будет это напряжение, то лучше всего взять один из компенсированных опорных стабилитронов. Он состоящих из стабилитрона приблизительно на 5,6 В и последовательно с ним соединенного диода, смещенного в прямом направлении. Напряжение стабилитрона выбирается так, чтобы взаимно компенсировать положительный температурный коэффициент стабилитрона и отрицательный температурный коэффициент диода, соответствующий около – 2,1 мВ/°С.

Как видно из рисунка ниже, температурный коэффициент зависит от рабочего тока, а также от напряжения стабилитрона.

Таким образом, выбирая ток стабилитрона, можно как‑то «подстроить» температурный коэффициент. Из таких стабилитронов со встроенными последовательно диодами получаются неплохие источники опорного напряжения.

Для примера: серия дешевых стабилитронов на 6,2 В 1N821 имеет температурные коэффициенты от 10 ‑4 /°С (1N821) до 5·10 ‑6 /°С (1N829), а стабилитроны 1N940 и 1N946 на 9 В и 11,7 В имеют температурный коэффициент 2·10 ‑6 /°С.

Задание рабочего тока стабилитрона

Описанные выше компенсированные стабилитроны могут использоваться в схемах в качестве источников стабильного напряжения, но надо обеспечить питание их постоянным током. Для серии 1N821 изготовителем указано 6,2 В +5 % при токе 7,5 мА с дифференциальным сопротивлением 15 Ом. Т.е. изменение тока на 1 мА изменяет напряжение в три раза сильнее, чем изменение температуры от ‑55 до +100 °C (для прибора 1N829). На рисунке показано, как довольно просто можно обеспечить постоянный ток смещения прецизионного стабилитрона.

Операционный усилитель включен как неинвертирующий усилитель и имеет на выходе стабильное напряжение, равное +10,0 В, которое используется для получения прецизионного тока 7,5 мА. Это самозапускающаяся схема при включении операционного усилителя от однополярного источника питания. Прежде чем ставить в схему тот или иной ОУ, убедитесь, что его диапазон синфазных входных сигналов включает в себя потенциал минусовой шины источника питания (ОУ с «однополярным питанием»).

Существуют компенсированные специальные стабилитроны с гарантированной временной стабильностью напряжения. Этот параметр, как правило, не указывается. Примеры ‑ серия 1N3501 и 1N4890. Стабилитроны такого типа имеют гарантированную стабильность 5·10 ‑6 /1000 ч или еще лучше. Они недешевы.

Стабилитронные интегральные микросхемы

Для достижения свойственных стабилизатору 723 превосходных характеристик (стабильность U_оп 30·10 ‑6 / °С) используется компенсированный стабилитрон. Стабилизатор 723 – вполне приличный источник опорного напряжения, и совместно с необходимыми навесными элементами эта ИМС может использоваться для получения стабильного источника с любым желательным напряжением.

Стабилизатор 723, применяемый в качестве опорного источника напряжения, служит примером «трехвыводного» опорного источника, т. е. источника, для работы которого нужен внешний источник питания. В схему источника входят цепь смещения стабилитрона и буферный усилитель выходного напряжения. К трехвыводной стабилитронной интегральной микросхеме относится LM369 (1,5·10 ‑6 /°C тип.).

Прецизионные температурно‑компенсированные стабилитронные ИМС выпускаются в виде двухвыводных устройств. С точки зрения внешних электрических соединений они выглядят просто как стабилитроны. Но в действительности содержат еще ряд активных элементов для улучшения характеристик.

Пример:

— LM329 — с напряжением

6,9 В, в лучшем варианте ее темп, коэффициент равен 6·10 ‑6 /°С (тип.), 10 ‑5 /°С (макс.) при постоянном токе 1 мА

— LM399 — температурно‑стабилизированная (0,3·10 ‑6 /°С тип.),

— LM385 — микромощная, работает от тока, доходящего до 10 мкА

— LTZ1000 — типовой температурный коэффициент 0,05·10 ‑6 /°С, дрейф 0,3·10 ‑6 /месяц и низкочастотный шум 1,2 мкВ.

К несчастью, стабилитронные ИМС, как и их дискретные аналоги, сильно шумят. Шум становится сильнее для стабилизаторов, использующих лавинный пробой, т. е. с напряжением стабилитрона больше 6 В. На рисунке показан график шума стабилитронного источника 723.

Этот шум связан с поверхностными эффектами и применение стабилитронной структуры с так называемым захороненным (скрытым) или подповерхностным слоем может сильно улучшить стабильность стабилитрона и существенно уменьшить его шум.

Источник опорного напряжения на «UБЭ стабилитроне»

Получила распространение схема, известная под названием «стабилитрон с напряжением запрещенной зоны». Более точно было бы название «U_БЭ ‑стабилитрон». Это легко понять, вспомнив формулу Эберса‑Молла для диода. В основе схемы лежит идея генерации напряжения с температурным коэффициентом, положительным и равным по абсолютной величине отрицательному температурному коэффициенту напряжения U_БЭ. При сложении этого напряжения с U_БЭ получается напряжение с нулевым температурным коэффициентом.

Начнем с рассмотрения токового зеркала с двумя транзисторами, работающими с разной плотностью эмиттерного тока, с обычным отношением плотностей тока порядка 10:1.

О том, где взять постоянный задающий ток I_упр немного ниже. Сейчас вам надо только преобразовать этот ток в напряжение с помощью резистора и сложить с нормальным напряжением U_БЭ. Такая схема показана ниже.

Резистор R₂ устанавливает величину напряжения, которое складывается с U_БЭ и имеет положительный температурный коэффициент. Подбирая должным образом величину R₂, получаем нулевой результирующий температурный коэффициент. Оказывается, что температурный коэффициент будет нулевым, если суммарное напряжение равно напряжению запрещенной зоны кремния (при температуре абсолютного нуля), т. е. примерно 1,22 В. Часть схемы, обведенная пунктиром, является стабилитроном. Ее выход используется (через резистор R₃). Для создания постоянного тока I_упр, который мы с самого начала считали существующим.

На следующем рисунке показана другая весьма популярная схема стабилитрона «запрещенной зоны» (заменена обведенная часть схемы выше).

Т ₁ и Т₂ ‑ согласованная пара транзисторов, вынужденная благодаря обратной связи по разности напряжений коллекторов работать при отношении токов коллекторов 10:1. Разность напряжений U_БЭ, равная (kT /q )ln 10, делает ток эмиттера Т₂ пропорциональным температуре (разность напряжений приложена к резистору R₁). Но поскольку коллекторный ток Т₁ всегда в 10 раз больше этой величины, он также пропорционален Т. Поэтому суммарный эмиттерный ток пропорционален Τ и создает на резисторе R₂ падение напряжения, имеющее положительный температурный коэффициент. Это падение напряжения может быть использовано в качестве выходного сигнала температурного датчика. В данной схеме напряжение, снимаемое с резистора R₂, складывается с напряжением U_БЭ транзистора Т₁ для получения стабильного опорного напряжения с нулевым температурным коэффициентом на базах транзисторов Т₁ и Т₂. «Опорные источники запрещенной зоны» существуют в самых разных вариантах, но для них всех характерно сложение напряжения U_БЭ с напряжением, созданным парой транзисторов, работающих с некоторым заданным отношением плотностей токов.

ИМС опорных источников с напряжением запрещенной зоны

Примером стабилитрона с напряжением запрещенной зоны является недорогая двухвыводная схема LM385‑1.2, имеющая номинальное рабочее напряжение 1,235В ± 1 % (ее собрат LM385‑2.5 имеет встроенную схему для генерации 2,5 В), работоспособную при токах вплоть до столь малых значений как 10 мкА. Это много меньше, чем можно было бы требовать от любого стабилитрона, и это делает данные ИМС прекрасным образом подходящими для микромощных приборов. Столь низкое опорное напряжение (1,235 В) часто намного более удобная вещь, чем номинальное рабочее напряжение стабилитронов 5 В. Можно встретить стабилитроны с номинальным напряжением 3,3 В, однако у них совершенно ужасные характеристики с очень плавным изгибом.

Лучшие образцы из ряда LM385 гарантируют температурный коэффициент не хуже 30·10 ‑6 /°С и типичное значение динамического сопротивления 1 Ом при токе 100 мкА. При этом у стабилитрона 1N4370 на 2,4 В — температурный коэффициент 800·10 ‑6 /°С (тип.), динамическое сопротивление около 3000 Ом при токе 100 мкА, и одновременно при этом же токе «напряжение стабилизации» (определяемое в спецификации как 2,4 В при токе 20 мА) составляет около 1,1В!

Чуть подороже можно найти опорные источники на U_БЭ‑стабилитронах с превосходной стабильностью, например такие, как двухвыводной LT1029 или трехвыводной REF43 (2,5 В, 3·10 ‑6 /°C макс). Последний тип, так же как и трехвыводные источники опорного напряжения на стабилитронах, нуждается в источнике питания постоянного тока.

Одним из интересных источников опорного напряжения является ИМС TL431C. Это недорогой источник опорного напряжения на «программируемом стабилитроне». Его схема включения показана на рисунке

«Стабилитрон» включается, когда управляющее напряжение достигает 2,75 В («стабилитрон» сделан по схеме U_БЭ). Этот прибор по управляющему входу потребляет ток всего лишь в несколько микроампер и имеет температурный коэффициент выходного напряжения около 10 ‑5 /°С. При указанных на схеме значениях параметров на выходе получается стабилизированное напряжение 10 В. Эти приборы выпускаются в двухрядных корпусах мини‑DIP и могут работать при токах до 100 мА.

Температурные датчики, использующие UБЭ

Предсказуемостью изменения U_БЭ с температурой можно воспользоваться при создании ИМС для измерения температуры. Например, REF‑02 помимо своей основной функции генерирует выходное напряжение, линейно изменяющееся с температурой. С помощью простых внешних схем можно получить выходное напряжение, сигнализирующее о температуре ИМС с точностью 1 % в диапазоне (от ‑55 до +125 °C). Схема AD590, используемая как чисто температурный датчик, дает точный ток 1 мкА/К. Это двухвыводное устройство. К нему надо приложить напряжение (4‑30 В) и можно измерять ток. LM334 также можно применять таким способом. Другие датчики, такие как LM35 и LM335, генерируют на выходе точное напряжение с крутизной +10 мВ/°С.

Трехвыводные прецизионные источники опорного напряжения

Как уже отмечалось, возможно создание источников опорного напряжения с отличной температурной стабильностью (до 10 ‑6 /°С и даже лучше). Вот два способа получения таких источников.

1. Температурно стабилизированные источники опорного напряжения

Хороший подход к получению превосходной температурной стабильности источников опорного напряжения или других схем заключается в обеспечении работы источников опорного напряжения и, возможно, связанных с ними схем при постоянной повышенной температуре.

Можно добиться сильного уменьшения зависимости характеристик схемы от колебаний внешней температуры. Для прецизионной схемотехники представляет интерес метод помещения хорошо температурно‑компенсированного опорного источника в условия постоянной температуры, что значительно улучшает его характеристики.

Подобная техника температурно‑стабилизированных или «термостатированных» схем применяется уже много лет, в частности для создания сверхстабильных генераторов. Существуют не слишком дорогие источники питания и опорные источники напряжения, в которых используются термостатированные опорные схемы. Этот метод дает хорошие результаты, но имеет свои недостатки: громоздкость и сравнительно большую потребляемую нагревателем мощность, а также медленный разогрев и выход на режим (обычно 10 или более минут). Эти проблемы легко снять, если стабилизировать температуру на уровне кристалла ИМС (чипа) включением нагревательной схемы вместе с датчиком в состав самой интегральной схемы. Этот подход был впервые опробован в 60‑х годах фирмой Fairchild, выпустившей температурно‑стабилизированную дифференциальную пару μΑ726 и предусилитель постоянного тока μΑ727.

Позже появились «термостатированные» источники опорных напряжений, такие, как серия National LM199. ИМС этой серии имеют температурный коэффициент (типовое значение) 0,00002 %/°С, или 2·10 ‑7 /°С. Такие опорные источники установлены в стандартных транзисторных корпусах ТО‑46. Их нагреватели потребляют мощность 0,25 Вт и разогреваются до нужной температуры за 3 с.

Пользуясь этими схемами, следует отдавать себе отчет в том, что последующие схемы на операционных усилителях, и даже проволочные прецизионные резисторы с их температурным коэффициентом ±2,5·10 ‑6 /°С, могут сильно испортить характеристики, если при проектировании не принять крайних мер предосторожности. В частности, приходится учитывать даже дрейф прецизионных ОУ с очень низким уровнем дрейфа, таких, как ОР‑07, с типовым значением дрейфа входного каскада 0,2 мкВ/°С

При использовании LM399 существует одна опасность. Чип может выйти из строя, если напряжение питания нагревателя хотя бы на короткий момент времени упадет ниже 7,5 В. Источник опорного напряжения с запрещенной зоной LT1019 хотя и работает в нормальных условиях без подогрева, однако имеет встроенные в кристалл нагреватель и датчик. Поэтому его можно включать так же, как и LM399, получая температурный коэффициент менее 2·10 ‑6 /°С. Однако в отличие от LM399 для LT1019 требуется некоторая внешняя схемная обвязка, чтобы получить термостат (ОУ и с полдюжины элементов).

2. Прецизионные источники опорного напряжения без подогрева

Термостатированная LM399 имеет превосходный температурный коэффициент, однако она не демонстрирует чего‑либо экстраординарного в отношении таких параметров, как шум или долговременный дрейф. Кроме того, нагрев этого кристалла занимает несколько секунд, и он потребляет большую мощность (4 Вт при включении, 250 мВт после стабилизации). Хитроумные разработчики сделали возможным создание источников опорного напряжения с эквивалентной стабильностью, но без подогрева. ИМС REF10KM и REF101KM имеют температурный коэффициент 10 ‑6 /°С (макс), они не потребляют мощность для подогрева и у них нет задержки выхода на режим за счет нагрева. Кроме того, долговременный дрейф и шум у них меньше, чем у источников типа LM399. Среди других трехвыводных источников опорного напряжения с температурным коэффициентом не более 10 ‑6 /°С – AD2710 или AD2712. В двухвыводной конфигурации есть лишь один достойный соперник ‑ это великолепный LTZ1000, у которого заявленный температурный коэффициент составляет 0,05·10 ‑6 /°С. В спецификации на это устройство указаны также на порядок лучшие характеристики по долговременной стабильности и шуму, чем у любых других источников опорного напряжения любого типа. Для ИМС LTZ1000 требуется хорошая внешняя схема смещения, которую можно построить на ОУ и еще нескольких элементах. Во всех перечисленных высокостабильных источниках опорного напряжения (включая LM399 с подогревом) используются стабилитроны с захороненным слоем, что дополнительно обеспечивает намного меньший шум, чем обычные стабилитроны или U_БЭ ‑стабилитроны

Источник

Источник опорного напряжения — один из принципов и одна из реализаций

Как не счесть «алмазов в каменных пещерах» — так не счесть случаев, когда необходимо втиснуть какую-нибудь характеристику «непрерывного» внешнего мира в «дискретное» нутро цифровых алгоритмов или извлечь обратно. Как помнят многие — это делается с помощью аналого-цифровых (АЦП, ADC) и цифро-аналоговых (ЦАП, DAC) преобразователей. Но только более посвящённые — обратят при этом внимание на источник опорного напряжения для преобразований (ИОН, Reference), который во многом определяет стабильность и абсолютную точность полученного результата. Конечно, есть некоторое число случаев, когда можно произвести измерение или генерацию отношения двух токов или напряжений. Тогда достаточно подать большее из них на опорный вход преобразователя. Но это — именно «некоторое число».

Желающих ознакомиться с одним из принципов и одной из реализаций температурно-стабильного ИОН — приглашаю под кат. Помощь в этом — предоставит симулятор LTSPICE (несмотря на то, что человек с КДПВ сказал: «My favorite CAD is solder»). Желательно — знание закона Ома, правил Кирхгофа, принципов работы биполярного транзистора (на уровне модели Эберса-Молла) и идеального операционного усилителя.

КДПВ1: Robert Allan Pease — the czar of bandgap. «Орденские цепи» — из ИМС стабилизаторов в корпусе TO-3.

Как-то и сам я, осваивая 2-е переводное издание «Искусства схемотехники», макетировал подобную схему IRL. Наподобие Figure 9.91 из третьего издания в переводе teap0t, только с простым источником тока. При помещении транзисторной сборки 198НТ1 в кипяток, стрелка АВО-5М смещалась менее, чем на свою ширину.

КДПВ2: Бендер «Сгибатель» Родригез смотрит порножурнал (S1E10?).

Скачать архив с примерами и подробными результатами.

Из уравнения модели биполярного транзистора Эберса-Молла Ic = S * Is * [exp(Vbe*q/[k*T]) — 1] следует, что разность напряжений база-эмиттер двух транзисторов пропорциональна отношениям токов коллекторов и их площадей (в основном — их эмиттеров) — dVbe = (k*T/q) * ln[(Ic1 * S2) / (Ic2 * S1)] и абсолютной температуре (Iсn — токи коллекторов и Sn — площади эмиттеров соответствующих транзисторов, при комнатной температуре kT/q

26 mV). Соединив эмиттерный переход некоего транзистора с некоторым Vbe (имеющим отрицательный температурный коэффициент примерно минус 2 мВ/°C) последовательно с неким участком цепи (имеющим падение напряжения N*dVbe с положительным коэффициентом) и выбрав соответствующее N — можно получить напряжение [почти] неизменное при колебаниях температуры. Его итоговая величина оказывается весьма близкой к потенциалу запрещённой зоны полупроводника, на основе которого изготовлены транзисторы (в пределе, при T⟶0 °K, Vbe стремится к этому значению, а N*dVbe к 0) — поэтому данный тип ИОН называется «ИОН с напряжением запрещённой зоны» или «Bandgap reference». Потенциал запрещённой зоны в SPICE модели биполярного транзистора — это параметр Eg и его коэффициенты GAP1, GAP2.

Рисунок № 1.

Закинем всё это в симулятор LTSPICE в варианте, предложенном Paul Brokaw в 1974 году («A simple three-terminal IC bandgap reference») и рассмотрим пристально. На R2 и R7 выделяются напряжения dVbe с коэффициентом, прямо пропорциональным температуре (датчик температуры — на сдачу). Масштабируя их на R2-R4 или R7-R6 (Vptat — пропорциональное абсолютной температуре) и складывая с Vbe — получаем стабильное Vref. При этом — точность выходного напряжения определяется, в основном, соотношениями площадей эмиттеров и сопротивлений резисторов, что в интегральной микроэлектронике реализуется легче, чем абсолютная точность конкретного элемента.

IcQ1*R2 = dVbe1
(IcQ1+IcQ2)*R4 = Vptat1
IcQ1/IcQ2 = R1/R3
=> (1+IcQ2/IcQ1)*R4/R2 = Vptat1/dVbe1

Варьируя R4/R2 при заданных IсQ1/IсQ2 и определяемом ими dVbe1 — получаем Vptat1 с температурным коэффициентом

Vptat1 / T = (1 + IcQ2/IcQ1) * ln(IcQ2/IcQ1) * (k/q) * (R4/R2)

Справа — с одинаковыми токами через транзисторы с разными площадями эмиттеров, Q4 имеет в m раз большую площадь (или — m параллельных элементов). ООС будет поддерживать одинаковое напряжение на коллекторах при одинаковых нагрузочных резисторах или будет использована местная ОС через токовое зеркало. В итоге — получаются разные плотности токов I/S:

IcQ4*R7 = dVbe2
(IcQ3+IcQ4)*R6 = Vptat2
IcQ3=IcQ4 (т.к. R5=R8)
=> 2*R6/R7 = Vptat2/dVbe2

В итоге: Vptat2 / T = 2 * (k/q) * ln(SQ4/SQ3) * (R6/R7)

Здесь — я предварительно подобрал Vref, R2 и R7 дающие минимальную разность напряжений коллекторов при заданных остальных резисторах. Переставляя точку с запятой (комментарий) в правом блоке чёрного текста можно менять задания для параметров (температуры, сопротивления и т.п.) расчёта рабочей точки (.op).

Рисунок № 2.

Тут, вместо того, чтобы проверить влияние технологических разбросов, я бросился конструировать разнообразные химеры. Желающие могут ознакомиться с ними в архиве под именем «uglies». Они порой действительно страшноваты, например — токовое зеркало с разными сопротивлениями в эмиттерах (очевидно — отношение токов будет меняться при изменении их абсолютных значений). Хотя ИОН по мотивам LM317 довольно интересен в разборе принципа действия и характеристик.

В итоге — и от этого нашлась польза. Я заметил, что погоня за минимальным «ppm/°C», рассчитанным по типичному «коробочному» методу, может привести к увеличению абсолютной нестабильности. Analog Devices считает так:

The change of output voltage over the operating temperature change and normalized by the output voltage at 25°C, expressed in ppm/°C. The equation follows: TCVout [ppm/°C] = 10 6 * [Vout(T2)−Vout(T1)] / [Vout(25°C) * (T2 − T1)]

The temperature coefficient (TC) is determined by the box method using the following formula: TC = 10 6 * [Vmax−Vmin] / [Vnom * (Tmax − Tmin)]

Комментарий от Хоровица и Хилла.

Здесь и далее я рассчитывал «ppm/°C» опираясь на T1 и T2 соответствующие минимальному и максимальному значениям кривой. При малых отклонениях от точки минимальной абсолютной нестабильности возможны ситуации, когда прирост разности напряжений в числителе оказывается меньше прироста разности температур в знаменателе. Пожалуй — надо было брать полный температурный диапазон и немного улучшить свои результаты?

Теперь — посмотрим на худшие случаи вариаций параметров. В LTSPICE ничего не нашёл по вариации параметров модели для отдельных экземпляров, использующих эту модель (симуляция производственного разброса параметров). Попадалось упоминание, что в PSpice A/D есть отдельный инструмент для учёта разбросов между партиями (Lot), внутри них (Dev) и оценки чувствительности к разбросам конкретного компонента схемы. Пока — только использование «худшего случая» (worst case) и номерных моделей транзисторов с директивой «ako» на базе этих данных:

https://k6jca.blogspot.com/2012/07/monte-carlo-and-worst-case-circuit.html
https://www.analog.com/en/technical-articles/ltspice-worst-case-circuit-analysis-with-minimal-simulations-runs.html
В поле выбора модели каждого транзистора — вставлена функция худшего случая по двум параметрам «wc_2dim» выбирающая модели скорректированные по наиболее «весомым» параметрам для постоянного тока:
— току насыщения Is, который определяет Vbe конкретного транзистора и, опосредованно, температурно-зависимое dVbe в парах;
— коэффициенту Bf, который примерно определяет hfe при средних значениях тока эмиттера (при больших и малых — в дело вступают поправочные коэффициенты ISE, IKF и другие).

Входными параметрами «wc_2dim» являются номер «базовой» модели транзистора и два индекса idx, сравниваемые с переменной run. Начинать номера моделей с 0 — почему-то нельзя (зарезервировано для цепи «земля»?).

Рисунок № 3.

Недостаток тут один и большой — логарифм отношения токов. Справа — увеличив отношение токов втрое (3 2 = 9 транзисторов Q4, Camenzind называет максимальное практическое отношение в микроэлектронике на уровне 50 [1]) мы увеличим dVbe всего вдвое (с 24 до 48 мВ). Слева — попроще, в некоторых пределах мы можем выбрать довольно большое отношение R1/R3 (не забывая о диапазоне допустимого синфазного напряжения ОУ и ЭДС шума резисторов с большими номиналами). С другой стороны — увеличение числа транзисторов должно ещё уменьшать паразитный разброс само по себе (пропорционально корню квадратному их числа). Например — прелестная пара транзисторов LM194/394, состоящая из 50 параллельных ячеек для каждого и имеющая финальный разброс 100-250 мкВ. Это довольно похоже на 2 мВ современных согласованных транзисторов (DMMT39xx), делённых на корень квадратный из 50. Но, даже с отношением токов 50, — разброс остаётся большим.

Итог для Q1-Q2 с отношением токов (параметр Left) 50 — точность падает с 0,058 до 1,681 % и ТКН растёт с 13,86 до 45,92 ppm/°C. Негусто, но уже подползаем к уровню 431!

Для Q3-Q4 (при m=9) — точность падает с 0,066 до 2,859 % и ТКН растёт с 16,47 до 79,28 ppm/°C. Замечание: Тут можно было-бы симулировать каждый из 9 транзисторов Q4 отдельно (или поделить для него tol_Is на √9=3). Но оценка именно худшего случая (все в плюс или минус) — верна.

Влияние резисторов с точностью 1% (на примере правой части схемы с m=9) поменьше — точность падает с 0,066 до 2,299 % и ТКН растёт с 16,47 до 64,90 ppm/°C.

Полные вариации для Q3, Q4, R5-R8 при m=9 — точность падает с 0,066 до 5,144 % и ТКН растёт с 16,47 до 144,01 ppm/°C. Скатываемся куда-то на уровень «хуже 7805».

Рисунок № 4.

Столь же простой и экстенсивный, но более действенный — подстройка отношений резисторов. Для получения минимального ТКН, если нам достаточно просто термостабильного напряжения, потребуется подстройка как минимум одного резистора в парах R2-R4 и R6-R7. «Чему в истории мы тьму примеров сыщем» — начиная от «вульгарных» LM317 (https://richis-lab.de) с пережигаемыми перемычками в слое металлизации (STMicroelectronics, обратите внимание — подстройка в весьма широком диапазоне) или стабилитронами (NSC), через 431, до прецизионных ИОН типа AD584 с лазерной подстройкой тонкоплёночных(?) резисторов.

Обратите внимание, фактически R38 (между базами Q1 и Q2) — отсутствует. Место подгонки R30 — выделено стрелкой справа посередине.

Рисунок № 5.

В финале, если нужна ещё и заданная величина выходного напряжения, — надо подстроить и делитель в цепи ОС выходного усилителя (R48 на рисунке № 6).

Рисунок № 6.

Пример компенсации квадратичной нелинейности (Q3 — на одном кристалле с Q2, Q5). При Run=0 (R4 > 0 и Q3 работает) выходное напряжение меняется менее, чем на 452 мкВ во всём диапазоне температур. Примерно в 2-3 раза лучше «базовой» схемы. Исходные посылки — смотрите у Camenzind, fig. 7-14, 7-15 в [1], Brokaw на стр. 38-43 в [2] и Pease на стр. 2-3 в [3].

Рисунок № 8.

R1 подбирается так, чтобы максимум выходного напряжения без действия Q3 был смещён в область пониженных температур и была «удлиннённая» спадающая ветвь в области повышенных. Подбором соотношения R3 и R4 (при фиксированной сумме) — определяем момент вступления в дело Q3 при повышении температуры. Совместным подбором R2-R4 минимизируем разность максимального и минимального напряжений. Не забудьте, что в результате датчик температуры станет привирать!

Можно разбить R1 на части и подключить коллектор Q3 в точку их соединения. Тогда можно будет понизить номинал R2 (меньше шум, проще реализация в ИС). Но делать его сильно маленьким (менее 3-10 кОм) нецелесообразно, т.к. эмиттерный переход Q3 станет заметно шунтировать R4.

Моделировать разброс по параметрам цепи коррекции — как-то страшновато. Вдруг всё сломается? Кто сделает? 😉

В конце, для тренировки остатков мозга и набития фрагов в обращении с LTSPICE разработал «на бумаге» упрощенный ИОН на 2,048 В на дискретных компонентах — 13 транзисторов (Q2 и Q3 — по 3 параллельных), два подборных резистора (по одному в парах R1-R2 и R6-R7). Q2 и Q4 — согласованная сборка CA3046, LM3046, TBA331 (сейчас производятся HFA3046, NTE912 или взять DMMT3904 или BCM84x или, из «наших», 198НТ1 или КТ222). Последний, пятый, транзистор в её составе попробуем оставить «про запас». Сам задатчик опорного напряжения Q1-Q4 (с 9-кратным отношением токов, раз уж всё равно надо подстраивать резисторы) является и первым каскадом усилителя ОС. Q6 и Q7 — обеспечивают запуск и формируют нагрузку для Q8. R4 и R5 — достаточны с допуском 5%. С погрешностью установки выходного напряжения от пропорциональных температуре базовых токов Q2 и Q4 борюсь очень грубой силой — увеличением тока делителя R6 и R7. Так и частотные характеристики несколько улучшаются, т.к. это нагрузка выходного каскада. L1, C4 и V2 — для анализа АФЧХ при разомнутой ОС по переменному току (задать L1 и C4 — по 1 Meg). C1, C2 и R3 формируют двухполюсную коррекцию АЧХ — в меру своего незнания пытаюсь расширить частотный диапазон, в котором доступно повышенное петлевое усиление. На LDO’шность прокачивать не стал, минимальное напряжение питания при симуляции — 4 В (вероятно — и от 3 В будет ещё прилично работать).

Для наглядности — всем 4 значениям R1 сопоставлены подходящие к заданному выходному напряжению значения R6. Поэтому кривые Vout расположены не так, как на рисунке № 2. При выбранном R2 = 1 кОм, минимальный ТКН (3,237 мВ в абсолютном выражении, 26,324 ppm/°C) получается при R1 = 443 Ом. Расчёт Vptat / T = 4 * (k/q) * ln(9) * (R2/R1) даёт 1,71 мВ/°C (4 это 1 плюс отношение тока эмиттера Q4 к току R1), а по результатам симуляции — 1,76 мВ/°C.

Рисунок № 9.

Рисунок № 10 — АФЧХ.

Вариации выходного напряжения:

Разбив R1 на 5 резисторов, например — 11,3+22,6+45,3+90,9+365 Ом по ряду E96, можно перекрыть весь диапазон с разрешением 4 бита (16 равноотстоящих промежуточных значений). Также можно изменить значения с учётом имеющегося сдвига 11,3+22,6+45,3+365 > 443 (ном.) и/или скорректировать веса принимая нормальное распределение погрешностей.

Вывод. К #импортозамещение — готов? 😉

Литература, в порядке использования:

[1] Книга Hans Camenzind, «Designing analog chips»
[2] Печатная лекция A. Paul Brokaw, «How to make a bandgap voltage reference in one easy lesson»
[3] Пара избранных заметок Robert A. Pease, «The Design of Band-Gap Reference Circuits: Trials and Tribulations» и «What’s All This VBE Stuff, Anyhow?»

Более-менее полное ПСС Боба — смотрите тут. В заметке «How To Make Your Own Matched Transistors» Вы можете найти базовую идею схемы для подбора парных транзисторов при необходимости и упоминание о том, что, как правило, сборки 3046 согласованы лучше, чем на 1 мВ.

И — ещё одно его фото в царском костюме, с пригоршней ИМС в ладонях:

[4] Или — попробуйте найти [3] в испохабленном «грязными ковбоями» виде на сайте www.ti.com или на их форуме e2e.ti.com

Synopsys: Simulating Brokaw bandgap reference in LTSPICE, BJT DC parameters variation in LTSPICE.

Источник