Что такое выходной каскад усилителя

Схемотехника выходных каскадов усилителей мощности на транзисторах.

Выходные каскады транзисторных усилителей мощности могут быть реализованы в соответствии с несколькими схемотехническими решениями. Давайте рассмотрим наиболее распространённые из них, а также порассуждаем об основных плюсах и минусах того или иного построения.

1. Выходные каскады на биполярных транзисторах.

Рис.1

Каскад ОЭ-ОК на 3-ёх транзисторах одной структуры (Рис.1, слева), по большому счёту, можно исключить из рассмотрения по причине некоторой его архаичности. Подобная схемотехника выходных каскадов УНЧ применялась достаточно широко, но давно, и имела смысл лишь в условиях полного отсутствия либо дефицита мощных комплементарных транзисторов.
По своим характеристикам и свойствам данный тип выходных каскадов практически полностью аналогичен двухтранзисторному построению ОЭ-ОЭ (Рис.1, 2-ой слева).

Одним из главных преимуществ перед выходным каскадом ОК-ОК является то, что конфигурация ОЭ-ОЭ обладает усилительными свойствами не только по току, но и по напряжению, что снижает требования к предшествующим каскадам усиления и, как следствие, упрощает схемотехнику УМЗЧ. Источники тока в базовых цепях задают коллекторный ток покоя транзисторов. При положительной полуволне входного сигнала в усилении участвует нижний транзистор T2, который приоткрывается и тянет уровень выходного сигнала вниз (к минусу), а верхний транзистор T1 наоборот подзапирается. При отрицательной полуволне сигнала поведение транзисторов обратное.
Легко заметить, что данный выходной каскад (ОЭ-ОЭ) является инвертирующим, а его коэффициент усиления как по току, так и по напряжению определяется исключительно параметрами применяемых транзисторов и сопротивлением нагрузки.

1. Выходные каскады на полевых транзисторах.

Рис.2

Далее измерим коэффициент нелинейных искажений двухтактных каскадов при выходной мощности 25Вт. Получаем следующие результаты:
1. Каскад ОИ-ОИ Кг = 1,3%,
2. Каскад ОС-ОС Кг = 0,9%.

Рис.3

Источник

AudioKiller’s site

Audio, Hi-Fi, Hi-End. Электроника. Аудио.

Материалы раздела:

Выходной каскад усилителя мощности

Статья опубликована в журнале Радио №12 за 2018 год.

В «классической» литературе по конструированию усилителей мощности звуковой частоты (УМЗЧ) схемотехнике выходного каскада уделяется большое внимание. Однако там рассматривается главным образом структура каскада и использование как комплементарных транзисторов, так и транзисторов одинаковой проводимости, а вот проблема влияния количества транзисторов на работу каскада вообще не ставится. Но количество транзисторов в выходном каскаде и способы их соединения весьма важны для конструирования высококачественных устройств. Попробуем восполнить этот пробел.

Структурная схема УМЗЧ по наиболее распространенной топологии Лина (Lin H. M.) показана на рисунке 1.

Усилитель имеет трехкаскадную структуру. Первый каскад – дифференциальный (ДК). Он работает как преобразователь напряжения в ток (ИТУН – источник тока, управляемый напряжением), кроме того, он является воспринимающим узлом отрицательной обратной связи (ООС): из входного сигнала, поступающего на базу транзистора VT1, вычитается сигнал ООС, поступающий с выхода усилителя на базу транзистора VT2 через делитель напряжения R4, R3. Второй каскад усилителя на транзисторе VT3 осуществляет основное усиление по напряжению, поэтому он называется каскад усиления напряжения (КУН), или проще – усилитель напряжения. Этот каскад работает как преобразователь тока в напряжение (ИНУТ). Важной особенностью является высокое выходное сопротивление как самого каскада, так и его нагрузки, которое определяет не только коэффициент усиления каскада, но и его линейность.

На этом следует остановиться подробнее. Коэффициент преобразования каскада на транзисторе VT3 (зависимость выходного – коллекторного – напряжения от входного тока базы) вычисляется по формуле:

Здесь ( R ВЫХ VT3 || R J2 || R ВХ ВК ) – это суммарное сопротивление параллельно соединенных элементов: выходного сопротивления самого транзистора КУН VT3, внутреннее сопротивление источника тока J2, нагружающего транзистор VT3, и входное сопротивление следующего каскада – выходного каскада усилителя на транзисторах VT4, VT5. Чтобы обеспечить требуемое высокое усиление КУН (десятки тысяч раз), все сопротивления, входящие в формулу (1) должны иметь значения в сотни килоом и больше. Важным фактом является то, что входное сопротивление выходного каскада не просто влияет на работу КУН, а определяет его свойства.

Последний, третий каскад усилителя – выходной каскад (ВК). Он выполнен по схеме повторителя напряжения, так как его функция – передача напряжения с выхода КУН в нагрузку (ИНУН). При этом каскад должен иметь высокое входное и низкое выходное сопротивления, а также быть способным отдавать в нагрузку значительный по величине ток. Вот этот каскад нас и будет интересовать в плане его оптимальной конфигурации для наилучшей работы как самого по себе, так и во взаимодействии с предыдущим каскадом (КУН).

Взаимодействие с КУН проявляется двумя факторами. Во-первых, ток в базы транзисторов выходного каскада поступает с коллектора транзистора КУН, который этот ток должен обеспечить. Во-вторых, величина входного сопротивления ВК влияет на коэффициент преобразования КУН (в дальнейшем для простоты будем называть этот параметр коэффициентом усиления). В нашем случае важно, что нелинейность входного сопротивления ВК, которая характерна для биполярных транзисторов, будет транслироваться в коэффициент усиления КУН и сделает этот каскад также нелинейным. В результате искажения, вносимые в сигнал каскадом усиления напряжения, заметно возрастут.

Обычно главным требованием, предъявляемым к выходному каскаду, является достаточно высокий коэффициент передачи тока. Это важно вот по какой причине. Выходной ток усилителя Iвых (он же является выходным током ВК) может достигать больших значений. Например, выходной мощности 200 Вт на нагрузке 4 ома соответствует выходной ток десять ампер. Входной ток ВК – это ток базы транзисторов VT4, VT5 вычисляется по формуле:

И этот ток базы потребляется из коллекторной цепи предыдущего каскада – КУН, который должен обеспечить требуемое значение тока. То есть ток покоя КУН должен быть заведомо больше максимально возможного тока базы ВК, иначе в выходном каскаде возникнет токовое голодание и произойдет ограничение выходного сигнала. Так что с точки зрения выходного каскада ток покоя КУН должен быть достаточно большим. Учитывая, что коэффициент передачи тока h21э мощных транзисторов невелик, и заметно снижается при больших токах, то требуемый ток покоя транзистора КУН для одной пары выходных транзисторов, как на рис.1, оказывается слишком большим. Принимая максимальный выходной ток Iвых равным десяти амперам, и учитывая коэффициент передачи тока современных мощных транзисторов ВК в схеме на рис. 1 равным при таком токе 20…50, получаем ток покоя VT3 лежащим в пределах 0,2…0,5 ампер. Это нереально ни с точки зрения тепловых процессов, ни с точки зрения нормальной работы усилителя. Кроме того, входное сопротивление ВК, определяемое по формуле:

и являющееся сопротивлением нагрузки КУН, оказывается слишком низким: при сопротивлении нагрузки 4 ома получается Rвх ВК = 80…200 ом.

Проблема решается применением составного эмиттерного повторителя в ВК. То есть сам выходной каскад УМЗЧ становится многокаскадным, а название «выходной каскад» относится в этом случае не к конкретному усилительному каскаду на том или ином транзисторе, а к определенному структурному звену усилителя. У составного эмиттерного повторителя общий коэффициент передачи тока h21э намного больше, чем у одиночного транзистора – он является произведением коэффициентов передачи каждого из транзисторов. При этом следует учитывать, что и при малых, и при больших токах коллектора величина h21э каждого из транзисторов сильно снижается, поэтому общий коэффициент передачи тока получается заметно меньше, чем хотелось бы.

Наиболее популярными являются схемы выходного каскада, использующие составные транзисторы Дарлингтона и двухкаскадного эмиттерного повторителя, рисунок 2 а, б. Именно двухкаскадная схема выходного повторителя описана в литературе и применяется наиболее широко. Гораздо реже используется трехкаскадная схема, рис. 2в. Такая схема применялась в конце ХХ века с мощными транзисторами предыдущего поколения, которые имели довольно низкий собственный коэффициент передачи тока h21э, поэтому приходилось использовать три транзистора для получения приемлемого усиления по току и входного сопротивления.

Давайте рассмотрим работу каждой из схем, представленных на рисунке 2, и сравним их свойства. В данном случае нас интересуют влияние выходного каскада на предыдущий каскад – КУН, которое проявляется в потреблении от него тока баз транзисторов ВК, а также величине и линейности входного сопротивления ВК, влияющих на коэффициент усиления КУН и вносимые им искажения. Исследование будем проводить на модели (программа Multisim ). Как известно, симуляторы не идеально моделируют работу транзисторов и иногда имеют довольно большую погрешность, особенно в «тонких» аспектах их работы. Однако в данном случае погрешность будет мала, так как задействованы более точные низкочастотные модели транзисторов, в которых используются в основном входные характеристики и зависимости коэффициента передачи от тока коллектора, а эти свойства транзисторов как раз довольно хорошо моделируются современными симуляторами. Для моделирования использовались схемы, показанные на рисунке 2.

Для начала рассмотрим величину общего коэффициента передачи тока, получившегося у выходного каскада каждой структуры, рисунок 3. Из рисунка хорошо видно, что коэффициент передачи тока очень сильно зависит от выходного тока. И если снижением значения h21 при малых токах можно пренебречь (так как и выходной ток в числителе формулы (2) становится маленьким), то при больших токах снижение коэффициента передачи весьма неприятно. Коэффициенты передачи тока в ВК на составных транзисторах Дарлингтона и двухкаскадном довольно близки, при больших токах они становятся практически равными, и их величина составляет примерно 20000 раз. Этого явно недостаточно, поскольку по формулам (2) и (3) получаем: Iб=0,5 мА; Rвх ВК = 80 кОм. То есть входной ток ВК будет составлять порядка десяти процентов от тока покоя ВК, что заметно повлияет на работу последнего. А входное сопротивление ВК будет самым минимальным из тех сопротивлений, которые входят в формулу (1), следовательно, его влияние на коэффициент усиления КУН наибольшее и нелинейность входного сопротивления ВК заметно увеличит нелинейность КУН.

С трехкаскадной схемой дело обстоит намного лучше. Поскольку его коэффициент передачи при токе десять ампер равен 225000 раз, то Iб

50 мкА; Rвх ВК=900 кОм. Ток баз транзисторов ВК достаточно мал, чтобы не влиять на режим работы транзистора КУН, а входное сопротивление ВК намного больше остальных сопротивлений, входящих в формулу (1), и его влиянием можно пренебречь. По этой причине нелинейность входного сопротивления ВК практически не скажется на работе КУН. Таким образом, трехкаскадный ВК выглядит более предпочтительным.

Однако приведенные выше рассуждения могут оказаться довольно приблизительными. Тем более что в двухкаскадном ВК ток базы транзисторов VT1, VT2 (рис. 2б) определяется не только током, отдаваемым в базы транзисторов VT3, VT4, но и их собственным током покоя. Использование симулятора позволяет определить величины токов и искажений транзисторов непосредственно. Токи баз транзисторов ВК (суммарный входной ток ВК) при синусоидальном входном сигнале для всех типов схем приведены на рисунке 4. Там же показан и график напряжения на входе ВК, чтобы сделать нагляднее нелинейность входного тока.

Графики на рисунке 4 подтверждают сделанные ранее предположения. Двойная амплитуда (пик-пик) входного тока ВК по схеме Дарлингтона и двухкаскадного примерно составляет один миллиампер. Также хорошо видна нелинейность этого тока, проявляющаяся в отличие графика тока от синусоидального графика напряжения. Графики тока несимметричны относительно оси времени и имеют заметную разницу амплитуд для положительной и отрицательной полуволн. Это означает наличие второй, а возможно и других четных гармоник значительной величины. Сами полуволны тока значительно более узкие, чем полуволны синусоиды входного напряжения. Это говорит о наличии значительных нечетных гармоник в спектре. Кроме того, форма тока аналогична форме сигнала при значительных искажениях типа «ступенька», несмотря на довольно большую величину тока покоя выходных транзисторов, равную примерно 200 миллиампер, что также указывает о значительные нелинейные искажения. Искажения типа «ступенька» проявляются несмотря на то, что параметры всех схем подобраны таким образом, чтобы в режиме класса АВ работали только выходные транзисторы ( VT3, VT4 на рис. 2б и VT5, VT6 на рис. 2в). На самом деле это не классические искажения «ступенька», возникающие при работе в режиме класса В, но похожие на них, поэтому для краткости я их буду так называть. Остальные транзисторы схемы в режим отсечки коллекторного тока не входят (т.е. работают в классе А). Это не относится к составным транзисторам Дарлингтона, у которых выходной транзистор открывается и закрывается вместе со своими внутренними элементами. На вид нелинейность двухкаскадного ВК несколько выше, чем у схемы Дарлингтона. Входной ток трехтранзисторной схемы ВК намного меньше, чем у остальных схем, и на первый взгляд более линеен.

О поведении ВК, содержащего три пары транзисторов судить по рисунку 4 сложно – уж очень мала амплитуда входного тока этого каскада. Поэтому тот же график показан на рисунке 5, но у него масштаб по оси тока в десять раз выше. Поведение трехкаскадного ВК также согласуется с приведенными выше рассуждениями. Амплитуда тока в этой схеме в десять раз меньше, чем у ВК с двумя парами транзисторов, а линейность заметно выше – график тока практически совпадает с синусоидой входного напряжения, и «ступенька» практически отсутствует. Следовательно, выходной каскад с тремя парами транзисторов действительно практически не влияет на работу КУН, не снижает его усиления и не повышает его нелинейность.

В заключение давайте рассмотрим непосредственно нелинейные искажения, вносимые выходными каскадами разных типов. Выходной каскад – источник наибольших искажений, поэтому проблема их снижения является важной. Я твердо убежден, что даже при использовании глубокой общей отрицательной обратной связи (ООС), линеаризующей усилитель, необходимо добиваться максимальной линейности изначального усилителя при разомкнутой петле ООС. Прежде чем рассматривать нелинейные искажения, вносимые каждым из выходных каскадов, необходимо вспомнить, что входной сигнал на ВК поступает с выхода КУН, который является высокоомным. Поэтому на рисунке 6 показан коэффициент гармоник каждого из выходных каскадов при различном сопротивлении источника сигнала. Если источник сигнала является источником напряжения, и его внутреннее сопротивление близко к нулю, то искажения трехкаскадного ВК максимальны – сказывается три нелинейных входных характеристики на пути сигнала. Однако при повышении выходного сопротивления источника сигнала искажения выходного каскада начинают определяться нелинейностью его входного тока, и трехкаскадная схема демонстрирует почти вдесятеро лучшую линейность, по сравнению с двумя другими. Именно в таком режиме и работает реальный ВК.

Рисунок 6 показывает искажения непосредственно ВК, но на самом деле влияние выходного каскада на сигнал усилителя является комплексным – он влияет также на режим работы КУН (отбирая у него ток), а значит и на линейность последнего; влияет на усиление и линейность КУН через входное сопротивление ВК, а также имеет собственную нелинейность. Поэтому необходимо оценить также и влияние схемотехники выходного каскада на усилитель в целом. Искажения усилителя в целом при использовании выходных каскадов различных типов показаны на рисунке 7. На рисунке изображены графики зависимости коэффициента гармоник УМЗЧ без общей ООС (чтобы ООС не снижала искажения и не нивелировала различия в типах ВК) от типа выходного каскада на разных частотах. Необходимость учета частоты вызвана тем, что каскад усиления напряжения охвачен местной частотнозависимой ООС (через конденсатор С на рис. 1), которая с ростом частоты снижает его выходное сопротивление. А величина выходного сопротивления КУН сказывается на величине искажений ВК. На низких и средних частотах нелинейные искажения усилителя с выходным каскадом, содержащим три пары транзисторов, почти в десять раз ниже, чем в традиционной двухтранзисторной схеме. На высоких частотах – ниже в полтора-два раза.

Выводы

1. Усилители, оснащенные выходным каскадом различных типов, имеет значительно различающиеся величины нелинейных искажений. Наименьшими искажениями обладает усилитель с выходным каскадом на трех парах транзисторов (рис. 2в). Это подтверждается как исследованием свойств каскадов и особенностей их работы, так и непосредственными измерениями. В настоящее время такой выходной каскад употребляется большей частью в усилителях без общей ООС, как раз из-за его высокой линейности.

2. Наихудшей в плане линейности является схема ВК с двумя парами транзисторов (рис. 2б). Схема, содержащая составные транзисторы Дарлингтона, имеет несколько более высокую линейность. Обратите внимание, что разница между этими каскадами маленькая. А параметры выходных транзисторов разных типов сильно различаются, так что может быть с какими-то транзисторами двухкаскадная схема окажется лучше, чем транзисторы Дарлингтона. Да и симулятор вносит некоторую погрешность в результат, вот только неизвестно, в чью пользу. Так что утверждать наверняка о том, что схема Дарлингтона всегда имеет преимущество перед двухкаскадной, я бы не стал.

3. Соотношения линейностей разных типов выходных каскадов «лучший-средний-худший» сохраняются для всех сторон работы как ВК отдельно, так и совместно с остальными каскадами усилителя. Следовательно, эти свойства закономерны и являются следствиями различий в схемотехнике выходных каскадов, независимо от типов применяемых транзисторов и режимов их работы.

Рекомендации

1. При охвате усилителя глубокой общей ООС, его искажения заметно снижаются. Поэтому разница в применении выходных каскадов различных типов будет мала. Тем более что на средних и особенно низких частотах, где различие линейных свойств ВК наибольшее, глубина ООС максимальна, и в наибольшей степени сглаживает различия в типах ВК. Таким образом, в бюджетных решениях с глубокой общей ООС можно рекомендовать схему на рисунке 2б, как наиболее простую и дешевую. Скорее всего, наиболее широкое применение этой схемы вызвано именно экономическими причинами (она применяется и в дорогих Hi-End усилитлелях — несмотря на заявления производителей о их бесконечной заботе о звуке, на самом деле они заботятся о прибылях, и экономят на всем, в том числе и на транзисторах ВК).

2. Выходной каскад на составных транзисторах Дарлингтона (рис. 2а) обладает чуть лучшей линейностью, чем схема с двумя парами транзисторов. Но при работе в режиме класса АВ в таком каскаде будут наибольшие проблемы, вызванные наличием неуправляемых токов транзистора из-а рассасывания неосновных носителей при его запирании. Это вызывает появление так называемых коммутационных искажений, которые в наибольшей степени проявляются именно в составных транзисторах Дарлингтона. В моем моделировании коммутационные искажения не учитывались. Так что такая схема может быть рекомендована лишь для супербюджетных или очень малогабаритных конструкций.

Источник