Синхронный транзисторный выпрямитель

Синхронный транзисторный выпрямитель — это устройство, выполненное на тран­зисторах, которые переключаются синхронно со сменой полярности напряжения питающей сети. Оно предназначено для преобразования переменного напряжения в постоянное. Синхронные выпрямители целесообразно использовать для получе­ния постоянного напряжения в источниках питания компьютеров с процессорами класса Intel Core2Duo, AMD Athlon 64×2 или более современными.

Принципиальная схема простейшего синхронного выпрямителя переменного напряжения, выполненного на MOSFET, показана на рисунке.

Схема синхронного транзисторного выпрямителя

Фазировки вторичных обмоток трансформатора TV1 помечены точками. Ам­плитуды напряжений на обмотках, с которых снимаются сигналы переключения затвор-исток MOSFET, должны быть одинаковы и могут составлять 7.. 12 В, а диаметр проводов этих обмоток может составлять 0,07 мм.

Обмотки, с которых снимают напряжения между истоками и нагрузкой, долж­ны быть взаимно симметричны, а также рассчитаны на одно и то же переменное на­пряжение примерно 2,5 В. Они могут быть выполнены проводом диаметром 0,8 мм.

Транзисторы VT1, VT2 с n-каналом можно применить марок IRFZ46N, IRFZ45, IRF7463 или аналогичные с минимальным сопротивлением сток-исток в состоянии насыщения.

При частоте 7..50 кГц, напряжении на нагрузке 2 В и силе тока через нее 1,5 А КПД синхронного выпрямителя достигает 97%, что превышает примерно на 35% КПД диодного выпрямителя. Однако при напряжении нагрузки 5 В КПД син­хронного транзисторного выпрямителя меньше, чем у диодного выпрямителя при­мерно на 30%.

Рассмотренный синхронный выпрямитель не имеет защиты от перегрузки по току нагрузки, и транзисторы выйдут из строя, если в нагрузке случится короткое замыкание. Для защиты такого выпрямителя необходимо использовать быстродей­ствующую электронную систему защиты, которая, предположим, может посылать сигнал запрета импульсов на задающий генератор, обесточивающий нагрузку.

Достоинства синхронного транзисторного выпрямителя:

Недостатки синхронного транзисторного выпрямителя:

Источник

11. Синхронные выпрямители.

Недостатки:
— значительная амплитуда входных отпирающих импульсов (от 5 до 15 В);
— спад крутизны S при больших токах стока.

позволяют сделать следующие выводы:

— при снижении тока, протекающего через транзистор, пропорционально снижается напряжение сток-исток, т.е. при параллельном включении дополнительно повышается КПД;
— потери мощности на управление незначительны, т.к. ток в цепи затвора близок к нулю;
— на затвор необходимо подавать максимально возможный потенциал как прямом, так и в запирающем направлении.

В свою очередь по способу включения транзисторов СВ бывают:
— прямого включения

Чаще используют схемы инверсного включения. Схемы

при выпрямленном напряжении 10. 15 В (зависит от Uзи нас) можно упростить до вида

ПТ как переменный электрически управляемый резистор.

При относительно малых стоковых напряжениях (меньше Uси нас) открытые каналы ПТ ведут себя практически как линейные резисторы, проводимость которых зависит от напряжения затвора.

Проводимость транзистора с управляющим p-n переходом:
Gк=Gко(1-Uзи/Uзи отс)

При смене полярности стокового напряжения линейность сопротивления (или проводимости ) не нарушается, поэтом полевой транзистор может использоваться как переменный электрически управляемый линейный резистор для постоянного и переменного токов.

В качестве примера на рисунке показан управляемый аттенюатор схемы АРУЗ магнитофона:

В качестве активного элемента можно использовать транзистор типа КП103К(Л,М) или набор транзисторов типа КР504НТ3В.

Следует заметить, что на обратное напряжение стока накладываются дополнительные ограничения. Для ПТ с управляющим p-n переходом необходимо, что бы [Uси] = 29.

Применение отражателя тока в гетеродине повышает стабильность частоты примерно на порядок по сравнению с обычным генератором:

Простой генератор качающейся частоты (от 300Гц до 3.4кГц):

Простой индикатор скрытой проводки:

Вариант прибора со световой индикацией:

Пример усилителя с регулируемым коэффициентом передачи:

Коэффициент передачи можно изменять в пределах от 1 до 1000, при этом искажения малы вплоть до ограничения сигнала напряжением питания. Уменьшению искажений способствует линеаризирующая цепочка R2C1.

Другие способы компенсации нелинейности:

Частным случаем усилительного режима является ключевой режим, характеризующийся двумя крайними состояниями. Достоинством электронного ключа на ПТ является высокое быстродействие и практически полное отсутствие расхода мощности коммутируемого сигнала. Для примера, ослабление ключа, представленного на этом рисунке:

— более 80дБ на частоте 100МГц.

Пример упрощённого аналогового ключа:

Пример реализации генератора импульсов:

Период колебаний изменяется от 2 до 100 мс при изменении сопротивления резистора R1 от 1.7 до 100МОм.

Усовершенствованный генератор, коэффициент перестройки по частоте которого на порядок больше (Т=0.4. 240мс при изменении R1 от 0.03 до 34 МОм):

Каскодный аналог негатрона:

может эффективно использоваться в генераторных устройствах, датчиках, фильтрах, компенсаторах затухания сигнала, в линиях связи, в устройствах задержки и памяти. Вольтамперная характеристика такого негатрона:

Питание негатронов от одного или двух генераторов тока способствует улучшению стабильности характеристик и расширению их функциональных возможностей:

Вольтамперная характеристика негатрона с генератором тока:

При соответствующем выборе параметров элементов схемы

вольтамперная характеристика может проходить через ноль тока и напряжения:

Поэтому он может эффективно использоваться в компенсаторах затухания сигнала в линиях связи, для улучшения параметров широкополосных трансформаторов, в устройствах памяти.

Источник

Как выбрать оптимальные полевые транзисторы для синхронных выпрямителей

Применение синхронных выпрямителей – лучший способ снижения потерь во вторичных цепях преобразователей энергии. А полевые транзисторы из линейки OptiMOS™ производства Infineon с напряжением 30…150 В отлично подходят для этой цели.

Постоянное ужесточение требований к удельной мощности и энергосбережению преобразователей электрической энергии требует увеличения эффективности всех ступеней преобразования. Основным видом потерь во вторичных цепях преобразователей с гальванической развязкой являются потери проводимости выпрямительных диодов, которые можно уменьшить, используя синхронное выпрямление (рисунок 1). Замена диодов полевыми транзисторами (MOSFET) приводит к появлению новых задач – оптимизации эффективности системы и предотвращению выбросов перенапряжения.

Принципы синхронного выпрямления

Для правильного выбора транзисторов синхронного выпрямителя необходимо четкое понимание механизма возникновения потерь. В первую очередь необходимо различать потери проводимости (статические потери), зависящие от тока нагрузки, и потери переключения (динамические потери). Потери проводимости напрямую зависят от сопротивления транзисторов в открытом состоянии RDS(on) и падения напряжения на внутренних диодах VSD. Причем увеличение тока нагрузки приводит к увеличению потерь проводимости. Для предотвращения одновременного включения транзисторов синхронного выпрямителя, приводящего к токовым перегрузкам транзисторов, необходимо наличие некоторого времени задержки, при котором один транзистор должен быть гарантированно закрыт перед открытием другого. Именно в этот промежуток времени ток протекает через внутренний диод, и в нем возникают дополнительные потери. Но, поскольку этот период мал (50…100 нс), то в большинстве случаев, когда выходное напряжение значительно больше прямого падения напряжения на внутреннем диоде, данными потерями можно пренебречь.

Рис. 1. Схемы диодного и синхронного выпрямителей

Динамические потери MOSFET также вносят большой вклад в общую картину. Они зависят от частоты коммутации fSW и выходного тока преобразователя IOUT. Для включения транзистора емкость затвора необходимо зарядить до величины Qg, а напряжение на затворе должно достигнуть порога переключения. Для выключения MOSFET емкость «затвор-исток» должна быть разряжена, что означает рассеивание заряда Qg на сопротивлении затвора и внутреннем сопротивлении драйвера. При существующей технологии производства потери управления для транзисторов с малым сопротивлением канала – больше, чем для высокоомных, поскольку увеличение размера кристалла приводит к увеличению заряда затвора Qg.

Другая важная часть динамических потерь связана с наличием выходной емкости Coss и зарядом обратного восстановления Qrr. При выключении транзистора заряд Qrr должен быть рассеян, а выходная емкость Coss заряжена до величины напряжения вторичной обмотки трансформатора VT. В результате этого процесса возникает импульс обратного тока, который протекает через индуктивности коммутируемой цепи, вследствие чего в выходную емкость транзистора передается энергия, приводящая к появлению на стоке транзистора импульса перенапряжения. Этот импульс запускает колебательный процесс в контуре, образованном индуктивностями проводников печатной платы и выходной емкостью транзистора Coss, который демпфируется паразитными сопротивлениями данного контура. Таким образом, энергия выключения зависит от величины емкости Coss MOSFET и, соответственно, от заряда Qoss, накопленного при заряде Coss до напряжения вторичной обмотки трансформатора. Аналогично заряду затвора Qg, заряд выходной емкости Qoss увеличивается с уменьшением сопротивления RDS(on). Таким образом, всегда можно найти баланс между потерями проводимости и потерями на переключение для достижения максимальной эффективности преобразования в целом.

В первом приближении зарядом обратного восстановления Qrr для транзисторов серии OptiMOS™ можно пренебречь, поскольку его вклад в общие потери мощности незначителен. В нашем случае зарядом Qrr считается только заряд восстановления внутреннего диода MOSFET, в то время как величина заряда Qrr, которая указывается в документации, измеряется в соответствии со стандартами JEDEC, и поэтому содержит не только заряд восстановления внутреннего диода, но и некоторые составляющие выходного заряда транзистора. К тому же, при синхронном выпрямлении реальные значения заряда обратного восстановления диода Qrr – меньше значений, указанных в документации. В ней приводятся значения для максимально допустимого тока стока транзистора при условии, что диод находился в проводящем состоянии длительное время, более 500 мкс, и при ограниченной скорости изменения тока di/dt на уровне 100 А/мкс. В реальном устройстве токи транзистора обычно не превышают трети максимально допустимого тока стока, внутренний диод находится в проводящем состоянии 20…100 нс, а скорость изменения тока di/dt достигает 800 А/мкс.

Оптимизация выбора транзисторов синхронного выпрямителя

Оптимальный выбор транзисторов синхронного выпрямителя, направленный на максимальную эффективность, заключается в поиске сбалансированного соотношения потерь проводимости и переключения. При малом токе нагрузки потери проводимости играют второстепенную роль. В этом случае потери переключения, которые приблизительно постоянны во всем диапазоне нагрузок, являются доминирующими. При большом токе нагрузки потери проводимости максимальны и поэтому вносят наибольший вклад в общие потери мощности (рисунок 2).

Рис. 2. Зависимость потерь мощности от выходного тока

При выборе транзисторов особое внимание необходимо уделить выбору сопротивления в проводящем состоянии RDS(on). В качестве примера рассмотрим семейство транзисторов 60 В OptiMOS™, работающих при условиях, приведенных на рисунке 3. На нем видно, что отклонение сопротивления RDS(on) от точки оптимального выбора приводит к увеличению общих потерь пропорционально увеличению RDS(on). В тоже время в приведенном примере уменьшение сопротивления RDS(on) ниже 0,5 мОм приведет к существенному увеличению потерь, обусловленных увеличением выходной емкости. Более того, на рисунке 3 можно увидеть, что диапазон значений RDS(on), при которых значение потерь минимально, достаточно широк. В этом примере общие потери примерно одинаковы в диапазоне 0,75…2,8 мОм, следовательно, для данной ситуации лучше всего подходят транзисторы BSC016N06NS или BSC028N06NS. К тому же, поскольку потери остаются меньше 1 Вт в широком диапазоне (0,55…3,9 мОм), то возможен и выбор BSC039N06NS, хотя данный транзистор лучше использовать в приложениях или с меньшим током нагрузки, или с большей частотой преобразования.

Рис. 3. Зависимость потерь мощности от сопротивления R_DS(on)

В любом случае необходимо помнить, что график на рисунке 3 был построен для конкретных условий, и ситуация может существенно поменяться при изменении частоты преобразования (рисунок 4в, г) или тока, протекающего через транзисторы (рисунок 4а, б).

Если взять в качестве примера рисунок 4а, где ток транзистора уменьшен до 5 А, а частота преобразования осталась 175 кГц, потери переключения теперь составляют значительную часть общих потерь и оптимальным является использование транзистора BSC039N06NS. В другом случае частота преобразования уменьшена до 100 кГц при сохранении тока транзистора на уровне 15 А (рисунок 4в). В этом случае оптимальным решением является выбор транзистора BSC016N06NS, при использовании которого обеспечивается минимальный уровень потерь.

Рис. 4. Зависимость потерь мощности от сопротивления R_DS(on) при различных значениях частоты преобразования f_sw и тока транзистора I_Mosfet

Еще одной важной проблемой оптимизации синхронных выпрямителей является правильный выбор корпуса транзистора. Действительно, повысить эффективность выпрямителя можно простым путем замены корпуса ТО-220 на SuperSO8. Причиной этого является уменьшение доли сопротивления корпуса в величине RDS(on). Уменьшение сопротивления RDS(on) при сохранении выходной емкости на том же уровне приводит к уменьшению произведения FOMQoss = RDS(on) х Qoss, которое является показателем эффективности технологии MOSFET. Уменьшение FOMQoss приведет к уменьшению потерь переключения и, таким образом, увеличит КПД выпрямителя.

При каком токе необходимо оптимизировать транзисторы?

Чтобы получить высокое значение КПД синхронного выпрямителя во всем диапазоне токов нагрузки необходимо правильно выбрать ток MOSFET, воспользовавшись четырехквадрантными оптимизирующими зависимостями. Оптимизация, выполненная для максимальной нагрузки, даст высокое значение КПД при больших выходных токах. Однако в этом случае при небольшой нагрузке выпрямителя значение КПД резко уменьшится, а количество параллельно соединенных транзисторов окажется недопустимо большим. Поэтому необходимо выбрать такое значение тока транзистора, при котором КПД будет иметь относительно постоянное значение во всем диапазоне токов.

Для иллюстрации этой проблемы на рисунке 5 показаны зависимости КПД синхронного выпрямителя с выходным напряжением Vout = 12 В, напряжением вторичной обмотки трансформатора 24 В, напряжением затвора 10 В и частотой преобразования 200 кГц, рассчитанные для различных вариантов оптимизации. Если обратиться к оптимизирующим зависимостям (о методике их использования будет рассказано далее) для 40 В OptiMos BSC010N04LS (рисунок 8), то при оговоренном выше режиме работы (V_T = 24 В, f = 200 кГц) и токе 20 А оптимальным будет применение одного транзистора. В этом случае, в соответствии с рисунком 5, максимум КПД будет располагаться в области небольших токов нагрузки. В случае оптимизации при токе транзистора 40 А оптимальным будет применение двух транзисторов. В этом случае максимум КПД сместится в область больших токов нагрузки. Обычно сбалансированное значение КПД достигается, если оптимизация выполняется при 20…30% от максимальной мощности выпрямителя. Если выпрямитель большую часть времени функционирует при небольших нагрузках – имеет смысл уменьшить ток, при котором выполняется оптимизация, до величины 10…20% от максимального выходного тока. Если же нагрузка такова, что большую часть времени выпрямитель работает при уровне мощности более половины от максимального, оптимизацию необходимо выполнять для тока значением до 60% от максимального выходного тока. Оптимизации для 100% нагрузки следует избегать, поскольку в этом случае с уменьшением нагрузки КПД выпрямителя существенно уменьшается, а количество параллельно соединенных транзисторов значительно возрастает.

Рис. 5. Зависимость КПД от тока нагрузки при различных значениях тока оптимизации

Выбор полевых транзисторов по четырехквадрантным оптимизирующим зависимостям для синхронного выпрямления

Для выбора транзисторов предлагаются оптимизирующие зависимости, которые позволяют легко отыскать наиболее подходящий полевой транзистор для синхронного выпрямителя с использованием всего трех параметров: напряжения вторичной обмотки трансформатора, частоты преобразования и среднего значения тока транзистора. Пример выбора транзистора показан на рисунке 6.

Рис. 6. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям

На первом этапе необходимо выбрать один из транзисторов, присутствующих на графиках. Из точки на оси Х, которая соответствует напряжению вторичной обмотки трансформатора, проводят вертикальную линию вниз до пересечения с линией, соответствующей выбранному транзистору. Из этой точки проводят горизонтальную линию влево до точки пересечения с линией, соответствующей частоте преобразования. После этого проводят вертикальную линию вверх до пересечения с линией, соответствующей выбранному току транзистора. Далее из этой точки проводят горизонтальную линию вправо до пересечения с вертикальной линией, соответствующей выбранному транзистору, по которой можно определить оптимальное число параллельно соединенных транзисторов.

Хорошим соотношением будет уровень тока в 20…30% от полной нагрузки. Оптимальным значением RDS(on) для данного случая будет точка пересечения с положительной частью оси Y. Данную процедуру можно выполнить для разных моделей транзисторов. Наименьшие потери, а следовательно, и максимальное значение КПД выпрямителя будут при использовании тех транзисторов, для которых эквивалентное сопротивление RDS(on) будет наименьшим.

Данная методика рассчитана на работу транзисторов выпрямителя в режиме оптимального переключения. В любом другом случае, например, в случае динамического включения или лавинного пробоя, приведенные зависимости будут неточными. Наилучшие результаты были получены для топологий с жесткой коммутацией. Использование данной методики для резонансных схем с режимами мягкой коммутации приведет к большим расхождениям, поскольку в данном случае динамические потери будут ниже нуля. В этом случае оптимальное значение сопротивления RDS(on) будет меньше расчетного. Обратите внимание на то, что даже при работе первичной стороны в квазирезонансном режиме, например, при использовании мостового инвертора Phase Shift ZVS, синхронный выпрямитель может работать в режиме жесткого переключения и может быть оптимизирован с использованием приведенных зависимостей.

Все оптимизирующие зависимости, приведенные в данной статье (рисунки 7…14), были построены для идеализированных полевых транзисторов. На практике результаты расчетов по идеализированным зависимостям могут отличаться от реального значения потерь. Поэтому полученные результаты необходимо рассматривать не более чем как индикатор наилучшего возможного случая или предупреждение о выборе недостаточного или избыточного количества транзисторов. Если оптимальное количество параллельно соединенных транзисторов, полученное по графикам, находится между двумя значениями, следует помнить, что выбор меньшего количества транзисторов увеличит КПД выпрямителя при меньших токах нагрузки, а большего – при больших. Кроме того, необходимо учитывать наличие снабберных цепей, включенных параллельно транзисторам, которые также могут влиять на выбор транзисторов.

Оптимизация во всем диапазоне токов нагрузки не может быть выполнена с помощью расчета при одном значении выходного тока. Для этого необходимо выполнить несколько тестовых расчетов при различных токах нагрузки, и, анализируя полученные результаты, осуществить выбор модели и количества транзисторов в соответствии с требованиями, предъявляемыми к выпрямителю.

Рис. 7. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 30 В

Рис. 8. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 40 В

Источник

Синхронный выпрямитель

Падение напряжения на диодах выпрямителя не позволяет увеличить его КПД выше некоторого предела. Шунтированием или заменой каждого диода электронным ключом можно превзойти этот предел. Однако из-за сложности узла управления электронными ключами синхронные выпрямители нашли применение лишь в профессиональной аппаратуре электропитания. В предлагаемой статье описана несложная конструкция синхронного выпрямителя, доступная для повторения в радиолюбительских условиях.

Узел формирования управляющих импульсов, подаваемых на затворы транзисторов, собран на микросхемах DA1, DA2, DD1, DA4, диодах VD1, VD2 и резисторах R1-R6. Этот узел получает напряжение питания 10 В от стабилизатора напряжения на микросхеме DA3.

Узел формирования импульсов работает так. Напряжение на стоках транзисторов отслеживают компараторы DA1 и DA2. На микросхеме DD1 собран узел, исключающий перекрытие открывающих импульсов. Инверторы микросхемы DA4 обеспечивают выходной ток до 1,5 А, который быстро заряжает входную ёмкость транзисторов несмотря даже на мешающее действие эффекта Миллера.

Стабилизированное напряжение питания 10 В вырабатывает микросхема L4810CV (DA3), имеющая защиту от перегрузки по выходному току на уровне 1,5 А и узел автоматического отключения при росте температуры выше предельно допустимого значения. Эта микросхема сохраняет режим стабилизации напряжения при уменьшении разности напряжения между входом и выходом вплоть до 0,5 В. Она получает питание от выходного напряжения выпрямителя.

Синхронный выпрямитель собран на печатной плате из фольгированного с одной стороны стеклотекстолита толщиной 1,5 мм, её чертёж показан на рис. 2. На ней установлены все детали, кроме сглаживающего конденсатора C1. Если транзисторы VT1 и VT2 сильно разогреваются, их устанавливают на теплоотводы. Для их размещения на плате предусмотрено место.

Сглаживающий конденсатор C1 указанной на схеме ёмкости используется для выпрямления напряжения частотой 45 кГц. Разумеется, синхронный выпрямитель можно применить и для выпрямления напряжения частотой 50 Гц, рассчитав ёмкость сглаживающего конденсатора так же, как и для обычного (асинхронного) двухполупе-риодного выпрямителя.

Источник