При разработке мощных преобразовательных установок, особенно работающих на высоких частотах, необходимо учитывать режимы восстановления СПП и возникающие при этом выбросы напряжения. Основным способом минимизации выбросов обратного напряжения является применение снабберных RC-цепей, включенных параллельно СПП. Для расчета параметров снабберных RC цепей мы используем зависимости, полученные в результате эмпирических исследований, которые с достаточной точностью позволяют рассчитать требуемые параметры. Для точного выбора параметров снабберной цепи необходимо учесть индуктивности всех проводников, их конструкцию и кривые восстановления СПП в заданном режиме работы. Рассчитать такую математическую модель очень сложно. Предлагаем вашему вниманию базовую методику расчета снабберных RC цепей: Расчет снабберного конденсатора: Для низкочастотных тиристоров снабберный конденсатор должен перезарядиться зарядом, равным половине заряда обратного восстановления, при этом выброс напряжения не должен превысить 80% от класса прибора.
Как правило, значение заряда обратного восстановления Qrr для низкочастотных приборов дается для скорости спада анодного тока 10 А/мкс. Таким образом: Коэффициент 0.3 принимается в случае, если реальная скорость спада анодного тока значительно меньше 10 А/мкс. Коэффициент 0.6 принимается в случае если реальная скорость спада анодного тока близка к 10 А/мкс. Для тиристоров, которые восстанавливаются с большей скоростью спада (для высокочастотных тиристоров) значение Qrr берется для фактической скорости спада и значение емкости рассчитывается следующим образом:
Расчет снабберного резистора: Величина сопротивления снабберного резистора выбирается из следующих соображений: — резистор должен позволить за время нахождения тиристора в состоянии проводимости практически полностью разрядить конденсатор; — скорость нарастания тока разряда снабберного конденсатора не должна превысить предельно допустимого значения скорости нарастания анодного тока для тиристора (для надежной работы величина скорости нарастания тока от снабберного конденсатора не должна превышать 15 ÷ 25 % от предельного значения di/dt); — значение тока разряда снабберного конденсатора через открытый тиристор должно быть выше тока отпирания основной структуры; В первом приближении величина снабберного резистора рассчитывается по формуле
,где L – эквивалентное значение индуктивности преобразователя.
Снабберные цепи должны быть смонтированы максимально близко к тиристору. Следует минимизировать индуктивность соединительных проводников, применять безиндуктивные резисторы. Расчет снабберных RC-цепей по описанной выше методике представляет собой итерационный процесс, и для получения результатов, удовлетворяющих всем требованиям, могут потребоваться повторные расчеты, с скорректированными входными данными. Применение снабберных цепей позволяет улучшить режимы работы СПП.
А ещё подробная методика ращётов параметров снаббера для каждого конкретного моста.
Я привык по старинке на бумаге считать(ну или куркулятором).
Хотелось бы формулы готовые узреть.А ещё оценку эффективности его работы(на сколько он снижает нагрев фетов)
Добавлено: Fri Jun 02, 2006 12:44 am
Затем по (2) определяем мощность, которая выделится на резисторах снаббера. Возможно, получится слишком много, и придется пересчитать емкость, уменьшив время заряда. Скорее всего придется параллелить несколько двухваттных резисторов.
ЗЫ. В нашем 3кВт инверторе следующие параметры: f=16kHz, U=400V, I=7.5A, t=176ns, C=3.3nF, P=4W, R=31(62×2) Ohm, tau=100ns.
Добавлено: Fri Jun 02, 2006 9:05 am
SnubberCalc.gif (3.73 Кб) Расчет снаббера
Работает снаббер следующим образом. Когда транзистор закрывается, ток в первичной обмотке из-за индуктивности мгновенно прерваться не может. Поэтому ток закрывающегося транзистора становится током заряда конденсатора Csnub через диод VD, а транзистор закрывается в режиме малого тока. При последующем открывании транзистора конденсатор разряжается через него и резистор Rsnub, причем энергия, запасенная в конденсаторе, выделяется на резисторе.
Добавлено: Fri Jun 02, 2006 9:23 am
Snubber.gif (4.46 Кб) Схема снаббера
Но его основное предназначение не это, а снижение скорости dU/dt нарастания напряжения на выключающемся транзисторе чтобы предотвратить защелкивание паразитной тиристорной структуры как IGBT транзистора, так и выходного каскада драйвера (если таковой используется).
Добавлено: Sat Jun 03, 2006 9:45 am
Но лишним он нигде не будет.
Добавлено: Sat Jun 03, 2006 1:10 pm
И я не призываю эту скорость валить в десятки раз. Иногда эту скорость приходится валить, чтобы избежать нехороших явлений. Но все хорошо в меру, в том числе и снижение скорости dU/dt.
Добавлено: Sat Jun 03, 2006 4:53 pm
> чем выше du/dt, тем быстрее меняется эдс самоиндукции, чем она бастрее меняется, тем выше импульс напряжения во вторичке. Напряжение на вторичке зависит от нарпряжения на первичке, а не от скорости его изменения!
Добавлено: Sat Jun 03, 2006 9:54 pm
А я привожу формулу для ЭДС индукции. Как видно, она (ЭДС) зависит от скорости изменения магнитного потока в сердечнике, который зависит от тока, а не от напряжения.
Все, я пошел спать. Завтра продолжим.
Добавлено: Sat Jun 03, 2006 10:56 pm
E_ind.gif (2.26 Кб) Формула для ЭДС индукции
по просьбам трудящихся на той же модели произвел еще пару измерений,
как мы видим что сильно резкими фронтами можно и принебречь, но затягивать больше 300. 400нс всеже не стоит, так как существенно снижается выхоное напряжение, (но это на индуктивности 10мкгн, на других индуктивностях «критическое время фронта» будет естественно другим)
Добавлено: Sat Jun 03, 2006 11:22 pm
Николай писал(а): как мы видим что сильно резкими фронтами можно и принебречь, но затягивать больше 300. 400нс всеже не стоит, так как существенно снижается выхоное напряжение А больше и не нужно!
Продолжаем тему, начатую в статье «Методы теплового расчета импульсных силовых каскадов», опубликованной в № 1’2002 нашего журнала. Предлагаемая статья поможет разработчикам разобраться с проблемами, возникающими в силовых импульсных каскадах, правильно выбрать снабберные цепи и оптимизировать топологию преобразователя.
Как уже было отмечено, в результате бурного развития элементной базы для силовой преобразовательной техники понятие схемотехники как искусства создания принципиальной схемы утратило свое первоначальное значение. За последние 10–15 лет задача разработчика и методы его работы изменились кардинально. Теперь на первом месте стоит умение работать с документацией, техническими характеристиками, правильно выбирать элементы по их мощностным, статическим и динамическим характеристикам. После выбора элементной базы необходимо произвести тепловой расчет, который подтверждает правильность выбора. Надежность работы изделия во многом определяется именно корректностью теплового расчета.
Рис. 1. Тестовая схема
На второе место по значимости при разработке преобразователей большой мощности встает правильность выполнения топологии соединений. Высокие значения di/dt, dv/dt, возникающие при переключении силовых модулей, приводят к появлению переходных перенапряжений, которые могут вывести элемент из строя. При коммутации токов, достигающих значения десятков и сотен ампер, паразитная индуктивность шины питания не должна превышать единиц нГн. Чтобы обеспечить такое значение индуктивности и минимизировать перенапряжения, необходимо использовать специальные многослойные шины и снабберы, и в этом состоит основное отличие топологии преобразователей большой мощности. Таким образом, для создания надежного изделия разработчику приходится брать на себя новую функцию — функцию конструктора, так как конструкция становится частью схемы силового каскада.
Переходные перенапряжения при выключении транзистора
Переходные перенапряжения при выключении возникают из-за прерывания тока в индуктивной нагрузке при запирании транзистора. В тестовой схеме, приведенной на рис. 1, транзистор верхнего плеча постоянно закрыт, а на нижний подаются импульсы от схемы управления затвором GATE DRIVE. При открывании транзистора нижнего плеча ток IL в нагрузке (LOAD) начинает возрастать. Когда транзистор закрывается, ток индуктивности IFWD продолжает течь через оппозитный диод (антипараллельный диод верхнего транзистора). В случае идеальной схемы, при отсутствии паразитных распределенных индуктивностей, напряжение на ниж-нем плече (VC2E2) при его выключении растет до тех пор, пока не превысит напряжение питания VCC на величину напряжения отпирания диода. Открывшийся диод препятствует дальнейшему росту напряжения.
Рис. 2. Разделение силовой и сигнальной шин общего провода
В реальных схемах всегда присутствуют паразитные индуктивности (на схеме показана индуктивность шины питания LB). Из-за влияния этой индуктивности напряжение на нижнем транзисторе при запирании увеличивается на LBxdi/dt, где di/dt — скорость изменения тока в шине. Суммарное напряжение VCC + LBxdi/dt может превысить значение напряжения пробоя и вывести транзистор из строя.
Переходные перенапряжения при обратном восстановлении диода
Предположим, что нижний транзистор на схеме (рис.1) закрыт и ток нагрузки течет через антипараллельный диод верхнего транзистора. При открывании транзистора нижнего плеча ток диода IFWD уменьшается, так как ток нагрузки переходит в нижний транзистор. Происходит процесс обратного восстановления диода, при котором через диод течет обратный ток, связанный с рассасыванием неосновных носителей в области p-n-перехода. Ток обратного восстановления может достигать больших значений и зависит он от конструкции диода. Этот процесс приводит к резкому падению до нуля тока в шине питания. Добавочное перенапряжение при этом определяется аналогично (LBxdi/dt), но в этом случае величина di/dt определяется характеристиками обратного восстановления диода. Быстрые диоды могут иметь колоссальные значения di/dt, что приводит к значительным перенапряжениям, особенно при быстром открывании транзистора. Антипараллельные диоды должны иметь так называемую «мягкую» характеристику обратного восстановления, при которой переходные перенапряжения не приводят к отказам силовых ключей.
Рис. 3. Конструкция многослойной силовой шины
Шина общего провода
Главная проблема при разработке топологии мощных импульсных усилителей — это разделение сигнальной и силовой шины общего провода. Из-за распределенных индуктивностей и больших значений di/dt наведенные напряжения могут приводить к сбоям в работе управляющих схем, ложным срабатываниям и даже могут выводить их из строя. Способы устранения этих проблем показаны на рис. 2.
На рис. 2, а показана схема, в которой наведенное напряжение в цепи силового общего провода может привести к неисправности. Такая топология используется только в слаботочных каскадах с низкими значениями di/dt. Схема 2, б рекомендуется для мощных каскадов с током до 200 А. При токах свыше 300 А наиболее подходит схема 2, в. В этом случае для питания драйверов каждого транзистора трехфазного моста используется изолированное двуполярное напряжение.
Рис. 4. Топология трехфазного инвертора
Снижение индуктивности силовых цепей
Энергия ES, запасаемая в паразитных индуктивностях силовых цепей, определяется как ES = LSxI 2 /2, где LS — значение паразитной индуктивности. Как видно из формулы, значение энергии пропорционально квадрату рабочего тока, поэтому для мощных применений уменьшение распределенных индуктивностей приобретает особо важное значение.
Снижение длины силовых линий связи затруднено тем, что мощные модули имеют большие размеры, а для обеспечения необходимого теплоотвода их приходится устанавливать на значительном расстоянии. Для получения минимальных паразитных индуктивностей должны использоваться специальные многослойные силовые шины.
Многослойная силовая шина представляет собой пакет изолированных медных пластин. Изолирующие слои разделяют выходные шины и шины питания. Для достижения максимального эффекта соединение силовых модулей с батареей развязывающих конденсаторов также должно производиться с помощью широких медных пластин. На рис. 3 показан поперечный разрез каскада инвертора. Верхняя пластина соединяет транзисторы полумоста, средняя пластина является шиной питания, нижняя — шиной общего провода. Две нижние шины подключены также к батарее конденсаторов. Плата драйвера установлена непосредственно на модуле, а плата снабберов — над многослойной шиной. На рис. 4 показано размещение элементов мощного трехфазного инвертора.
Цепи снабберов используются для формирования траектории переключения силовых транзисторов и ограничения переходных перенапряжений. Иногда снабберы используются также для снижения динамических потерь в силовых ключах. Конфигурация снабберных цепей и номиналы элементов зависят от многих параметров — типа силовых модулей, рабочей частоты и параметров нагрузки.
Рис. 5. Типы снабберов
Как правило, ведущие производители транзисторов и модулей IGBT обеспечивают прямоугольную область безопасной работы ключей (ОБР), то есть допускают работу в режиме «жесткого переключения», когда коммутируется максимальный ток и напряжение. В этом случае главная задача снабберов — ограничение переходных перенапряжений.
Наиболее распространенные типы снабберных цепей приведены на рис. 5. Снаббер на рис. 5, а — это низкоиндуктивный пленочный конденсатор, установленный параллельно шинам питания полумоста. В маломощных инверторах это лучший способ ограничения пиковых перенапряжений. При больших токах этот конденсатор может создавать звон, наводимый в контуре, образованном собственно конденсатором и индуктивностью шины.
Эту проблему решает снаббер 5, б, использующий быстрый диод, который не допускает возникновения паразитных генераций. Постоянная времени RC снаббера 5, б должна быть примерно в 3 раза ниже периода рабочей частоты (RC 2 /2 = CDV2 2 /2,
где LB — паразитная индуктивность шины, I — рабочий ток, С — емкость снаббера. Задав значение DV2, мы можем рассчитать величину емкости С:
Значение емкости снаббера оказывается прямо пропорционально величине паразитной индуктивности шины. Таким образом, правильная топология силового каскада, обеспечивающая минимальные значения паразитных индуктивностей, позволяет применять меньшие номиналы емкостей в цепях снабберов.
Емкость также пропорциональна квадрату тока, и это может создать серьезные проблемы в режиме короткого замыкания, если не приняты специальные меры по ограничению тока в аварийном режиме. В табл. 1 приведены рекомендации по применению снабберов для различных конфигураций и мощности схем. Номиналы рассчитаны из допустимой величины перенапряжения 100 В. Кроме того, имеется в виду, что приняты меры по ограничению значения рабочего тока в допустимых пределах.
При правильной топологии многослойной шины в трехфазных мостовых и полумостовых схемах средней мощности для надежной работы обычно достаточно установить низкоиндуктивную емкость по шине питания, как показано на рис. 7. Конденсатор должен быть достаточно большим, чтобы не вызвать генераций, наводимых в контуре, образованном индуктивностью шины и самим конденсатором. Обычно значение емкости составляет 1 мкФ/100 А. Конденсатор должен иметь низкие диэлектрические потери и быть расположенным максимально близко к модулю, чтобы минимизировать индуктивность цепи снаббера. Если генерации не удается избежать, необходимо применить схему, показанную на рис. 5, б.
В мощных схемах, составленных из одиночных силовых модулей, одного конденсатора по шине питания оказывается недостаточно и приходится использовать снаббер 5С. В этой схеме конденсатор заряжается до напряжения питания через резистор. При выключении IGBT паразитная индуктивность шины питания вызывает перенапряжение. Снабберный диод открывается и сбрасывает энергию, запасенную в индуктивности шины, в конденсатор снаббера. Такая конфигурация устраняет влияние индуктивности корпуса оппозитного IGBT и индуктивности связи «верхний эмиттер—нижний коллектор» в цепи снаббера. Схема выполняется на печатной плате минимальных размеров с использованием диодов с малым временем обратного восстановления и мощными резисторами. Плата должна быть установлена на шине непосредственно над модулем, как показано на рис. 3.
Радикальным решением проблемы перенапряжений при невысоких рабочих токах является установка полупроводникового супрессора параллельно снабберным конденсаторам в схемах рис. 7. В качестве супрессора может быть использован защитный диод TRANSIL производства STMicroelectroniсs. При превышении номинального напряжения они переходят в режим короткого замыкания, поглощая выбросы напряжения большой мощности. Параметр Ipk 8/20 мкс определяет максимальный импульсный обратный ток нормированной длительности. Некоторые характеристики диодов TRANSIL приведены в табл. 3. Поскольку напряжение пробоя Ubr ниже рабочего напряжения, допускается их последовательное включение с уравнивающими резисторами.
Таблица 3. Параметры супрессоров TRANSIL
Статьи по: ARM PIC AVR MSP430, DSP, RF компоненты, Преобразование и коммутация речевых сигналов, Аналоговая техника, ADC, DAC, PLD, FPGA, MOSFET, IGBT, Дискретные полупрoводниковые приборы. Sensor, Проектирование и технология, LCD, LCM, LED. Оптоэлектроника и ВОЛС, Дистрибуция электронных компонентов, Оборудование и измерительная техника, Пассивные элементы и коммутационные устройства, Системы идентификации и защиты информации, Корпуса, Печатные платы
Корректная оценка потери мощности снаббера экономит целый рабочий день
Причина, по которой прибегают к использованию снабберов
В ходе разработки силового импульсного преобразователя (особенно это касается мощных устройств топологий push-pull и forward, где переключение происходит в жестких режимах), необходимо как следует позаботиться о защите силовых ключей от пробоя по напряжению.
Такое событие сразу приведет к куче проблем: где достать аналогичный транзистор? Есть ли он сейчас в продаже? Если нет, то когда появится? Насколько качественным окажется новый полевик? Кто, когда и за какие деньги возьмется все это перепаивать? Как долго продержится новый ключ и не повторит ли он судьбу своего предшественника? и т. д. и т. п.
В любом случае лучше сразу перестраховаться, и еще на этапе проектирования устройства принять меры для предотвращения подобных неприятностей на корню. Благо, известно надежное, недорогое и простое в своей реализации решение на пассивных компонентах, давно ставшее популярным как у любителей высоковольтной силовой техники, так и у профессионалов. Речь о простейшем RCD-снаббере.
Традиционно для импульсных преобразователей, в цепь стока транзистора включена индуктивность первичной обмотки трансформатора или дросселя. И при резком запирании транзистора в условиях, когда коммутируемый ток еще не понизился до безопасной величины, согласно закону электромагнитной индукции на обмотке возникнет высокое напряжение, пропорциональное индуктивности обмотки и скорости перехода транзистора из проводящего состояния в запертое.
Если фронт при этом достаточно крут, а общая индуктивность обмотки в цепи стока транзистора существенна, то высокая скорость нарастания напряжения между стоком и истоком мгновенно приведет к катастрофе. Чтобы эту скорость роста напряжения понизить и облегчить тепловой режим запирания транзистора — между стоком и истоком защищаемого ключа ставят RCD-снаббер.
Как работает RCD-снаббер
RCD-cнаббер работает следующим образом. В момент запирания транзистора ток первичной обмотки, в силу наличия у нее индуктивности, не может мгновенно снизиться до нуля. И вместо того чтобы жечь транзистор, заряд, под действием высокой ЭДС, устремляется через диод D в конденсатор C снабберной цепи, заряжая его, а транзистор при этом закрывается в мягком режиме незначительного тока через его переход.
Расчет снабберной цепи
P – мощность, рассеиваемая на резисторе снаббера C – емкость конденсатора снаббера t – время запирания транзистора, за которое конденсатор снаббера заряжается U – максимальное напряжение, до которого зарядится конденсатор снаббера I – ток через транзистор до его закрытия f- сколько раз в секунду будет срабатывать снаббер (частота переключения транзистора)
Чтобы рассчитать номиналы элементов защитного снаббера, для начала задаются временем, за которое транзистор в данной схеме переходит из проводящего состояния в запертое. За это время конденсатор снаббера должен успеть зарядиться через диод. Здесь в расчет принимается средний ток силовой обмотки, от которого предстоит защищаться. А напряжение питания обмотки преобразователя позволит выбрать конденсатор с подходящим максимальным напряжением.
Зачем нужен снаббер?
Рассмотрим теорию использования снаббера. На рисунке 1 показан типовой понижающий преобразователь с RC-цепочкой, выполняющей роль снаббера (SNUBBER). Без снаббера в точке Vx – верхняя точка конденсатора – может возникнуть «звон» (высокочастотные колебания, мешающие нормальной работе DC/DC-преобразователя, прим. переводчика). Это может случиться в течение определенного времени, когда второй транзистор включается, не дождавшись полного выключения первого. В течение этого периода времени выходной контур (OUTPUT LOOP) закорочен только паразитными последовательными индуктивностями и параллельными емкостями транзисторов.
Рис. 1. Понижающий DC/DC-преобразователь c RC-снаббером
Теоретически амплитуда звона может в два раза превышать входное напряжение. Плохая трассировка печатной платы также может стать источником звона в цепи. Звон вызывает электромагнитные помехи (EMI) – как излученные, так и наведенные, – которые могут привести к превышению токами и напряжениями транзисторов их предельных пороговых значений, что может вызвать отказ всей схемы. Цепь RC-снаббера уменьшает звон до безопасных величин за счет рассеивания мощности его паразитных колебаний на резисторе.
Типы снабберных схем
Рис. №2. Схема снаббера. (а) – обычный высоковольтный конденсатор. (б) – схема для применения в низковольтных преобразователях, рассчитанных на высокий ток с использованиемMOSFET-ключами. (в) – схема цепи, ограничивающая скорость управления тиристорными ключами. В этом случае, снаббер устанавливается на всех плечах полумоста, схема состоит из диода обладающего быстрой скоростью и резистора. Они выполняют функцию разряда и ограничителя тока разряда и служат для разделения зарядных цепей. (г) – схема для снижения паразитной индуктивности, она характеризуется подключением снаббера к коллектору и эмиттеру всех транзисторов полумоста, схема используется редко, главным образом из-за сложности.
Пишите комментарии, дополнения к статье, может я что-то пропустил. Загляните на карту сайта, буду рад если вы найдете на моем сайте еще что-нибудь полезное.
Отладка
Вернемся к исходной ситуации. Вы посещаете лабораторию клиента и смотрите на переполненную печатную плату с установленным регулятором напряжения. Небольшой ЧИП-резистор с сопротивлением 4,7 Ом и размерами 2х1,2х0,45 мм (размер корпуса 0805) едва заметен. Мог ли он повлиять на работу схемы и нарушить ее?
Клиент объясняет причины своего беспокойства. Резистор, в соответствии со спецификацией, рассчитан на мощность 125 мВт, а расчеты показывают, что он рассеивает больше, чем его номинальная мощность. Расчет рассеиваемой мощности RC-снаббера для напряжения прямоугольной формы V с частотой f определяется простой формулой:
Проблема заключается не только в том, что рассеиваемая мощность немного (на 4 мВт) выше номинальной мощности резистора. Золотое правило заключается в том, что для обеспечения запаса по мощности необходимо применять резистор с номинальной мощностью в два раза больше рассеиваемой. Следовательно, номинальная мощность резистора отличается более чем на 100%. Так это или не так?
Смотрите также
Комментарии 71
У меня был случай, когда слегка поджареный симистор «подсекал» немного ляктричества даже при отсутствии нагрузки. Лечил заменой. Особенно BTA даже при небольшом перегреве начинали сечь. Я бы даже сказал при недолгой работе на предельных температур.
Симистор выпаивал из схемы и даже заменил его, толку нет.
Мерял перенку на мотор? Или постоянку? 1В чего приходит?
Как мне отличить переменку от постоянки, да и за чем, если ясно, что ток бежит через RC, другой вопрос, Почему такой большой?
А вдруг у тебя пробивают диоды в мосту. Или один какой-то. Ещё поставь диод параллельно двиглу анодом к минусу. Ампера на два и не менее 1КВ на пробой
Как мне отличить переменку от постоянки, да и за чем, если ясно, что ток бежит через RC, другой вопрос, Почему такой большой?
Гудит двигло как правило из за того что у тебя не хватает ляктричества крутануть двиг. В переменке трехфазной такое бывает когда отвалилась одна фаза. Ставь цешку на переменку и ищи кто сечет. Попробуй вообще заменить мост. Полностью.
На сколько я понимаю, задача этой цепи уменьшить напряжение на симисторе. Если мотор включён на прямую, без моста, то да. При остановке, размыкании симистора оно появится от генерации двигателя. Но с диодным мостом ему негде взяться. С другой стороны, если симистор на 250в а в сети 240 эта цепочка продлит конвульсии. Я бы глянул осциллографом, шо там происходит при коммутации. Возможно большой С2 сгладит пульсации, по идее он должен быть в резонансе с обмоткой и видимо при копировании китайцы это упустили.
Ясно, но ведь коллекторный движок от постоянки подключается, так же как и в стиралках современных. Этот один вместо RC: www.chipdip.ru/product/1.5ke400a/ и в какую сторону направить?
Источник формулы P = CV2f
Рис. 2. Упрощенная схема демпфера
При положительном скачке напряжения ток через снаббер определяется формулой:
где V – амплитуда скачка напряжения на входе, равная 19,5 В.
Мощность, рассеиваемая на резисторе, определяется следующим уравнением:
Переход от мгновенной мощности к средней требует интегрирования по времени, а именно – расчета энергии. Заметим, что интеграл по полупериоду T/2 для повторяющегося прямоугольного сигнала будет давать практически тот же результат, что и при RC Рис. 1
Работает такой источник следующим образом (см. упрощенные графики на рис. 2): в начальный момент времени t0 ключ Sw открывается, подавая входное напряжение Uin на первичную обмотку трансформатора Т1. В это время напряжение на нижнем выводе обмотки I (точка а) равно нулю (относительно отрицательного провода входного напряжения), в обмотке I начинает линейно нарастать ток, а на обмотке II появляется напряжение, пропорциональное коэффициенту трансформации Т1 (UoutInv). Но полярность этого напряжения оказывается отрицательной (на верхнем по схеме выводе обмотки II, точка b), поэтому диод VD1 закрыт и напряжение на выходной конденсатор С2 не проходит. За промежуток Ton (от t0 до t1) ток через обмотку I линейно нарастает до значения Imax, и энергия запасается внутри трансформатора Т1 в виде магнитного поля.
Рис. 2
В момент времени t1 ключ Sw резко закрывается, ток через обмотку I прекращается и в ней возникает ЭДС самоиндукции, направленная так, чтобы продолжить прекратившийся ток. В этот момент обмотка I сама становится источником напряжения. Так получается потому, что энергия в катушке индуктивности запасается в виде тока (на самом деле, в виде магнитного поля, но он пропорционален току через катушку, поэтому формула энергии в катушке A = LI²/2), но по закону сохранения энергии она не может исчезнуть бесследно, она должна куда-то перейти. Следовательно, ток в катушке не может прекратиться мгновенно, поэтому катушка сама становится источником напряжения, причем любой амплитуды (!) – такой, чтобы обеспечить сразу после закрытия ключа продолжение того же самого тока Imax. Это является первой важной особенностью катушки индуктивности, которую следует запомнить – при резком прекращении тока в катушке, она становится источником напряжения любой амплитуды, пытаясь поддержать прекратившийся в ней ток, как по направлению, так и по амплитуде
. Какой же именно «любой» амплитуды? Достаточно большой, чтобы, например, вывести из строя высоковольтный ключ или образовать искру в свече зажигания автомобиля (да, в зажигании автомобиля использует именно это свойство катушек индуктивности).
Все, что описано выше так и происходило бы, если бы обмотка I была единственной обмоткой трансформатора Т1. Но в нем еще есть обмотка II, индуктивно связанная с I. Поэтому, в момент времени t1 в ней тоже возникает ЭДС, направленная так, что в точке b оказывается плюс по отношению к земле. Эта ЭДС открывает диод VD1 и начинает заряжать конденсатор C2 током I2max. Т.е. заряд конденсатора C2 и передача энергии в нагрузку происходит в тот момент времени, когда ключ Sw закрыт. Именно поэтому источники питания, построенные по такому принципу, называют обратноходовыми – потому что в них нет прямой передачи энергии из высоковольтной части в низковольтную, энергия сначала запасается в трансформаторе, а потом отдается потребителю
В интервал времени от t1 до t2 линейно спадающий от I2max до 0 ток I2 вторичной обмотки поддерживает магнитное поле внутри катушки в соответствии с законом сохранения энергии и не дает напряжению на первичной обмотке (т.к. они индуктивно связаны) вырасти до неконтролируемого значения. Напряжение на обмотке I в этот момент становится равно напряжению выхода, умноженному на коэффициент трансформации Т1. Однако, полярность этого напряжения такова, что оно складывается с входным напряжением Uin и прикладывается к закрытому ключу Sw. Т.е. на закрытый ключ Sw прикладывается напряжение больше входного! Это также является важной особенностью ОИП, которую следует запомнить.
В момент времени t2 энергия, запасенная в трансформаторе Т1 заканчивается, диод VD1 закрывается, напряжение в точке b становится равным нулю, в точке a – входному напряжению питания, и все процессы в схеме прекращаются до момента t3, когда весь цикл повторяется с самого начала. При этом, в интервалах времени t0-t1 и t2-t4 питание нагрузки осуществляется исключительно за счет энергии, запасенной выходным конденсатором С2
Описанный режим работы ОИП называется режимом разрывных токов – т.е. за интервал Toff (t1-t3) вся энергия, запасенная в трансформаторе Т1 передается в нагрузку, поэтому, в момент t3 ток через первичную обмотку I начинает нарастать с нуля. Существует также режим неразрывных токов, когда на момент t3 некоторая часть энергии еще продолжает находиться в трансформаторе Т1, и ток через обмотку I в момент t3 начинается не с нулевого значения. Данный режим имеет свои особенности, преимущества и недостатки, о которых мы поговорим в следующий раз.
Итак, какими основными особенностями обладает ОИП в режиме разрывных токов? Выпишем основные пункты:
Пояснение к п. 4. Из физики мы помним формулу для катушки индуктивности: U(t) = L*(dI(t)/dt)
которая означает, что напряжение на катушке прямо пропорционально ее индуктивности, умноженной на скорость изменения тока в ней. Что это нам дает? Прежде всего, то, что если мы прикладываем к катушке постоянное напряжение U, то скорость изменения тока в ней постоянна. Это позволяет переписать формулу для постоянного напряжения без дифференциалов:
и именно в соответствии с этой формулой графики тока на рис. 2 прямые. Далее, если мы прикладываем напряжение Uin к катушке на время Ton, ток в ней возрастет до значения
Теперь мы хотим (в самом нагруженном режиме работы), чтобы вся энергия катушки, которую мы только что набрали, была передана в нагрузку за интервал Toff, т.е. на момент t3 ток в катушке должен упасть до нуля. Здесь для упрощения представим, что мы как подаем, так и снимаем напряжение/ток с одной и той же катушки I, позже я объясню, почему такое допущение возможно. Посчитаем, на какое напряжение мы можем «разряжать» катушку, чтобы ток в момент t3 достиг нуля:
Подставляем и упрощаем:
Udis = L*Uin*Ton/(L*Toff) = Uin*Ton/Toff
Т.е. напряжение, на которое мы должны «разряжать» катушку в моменты закрытия ключа Sw зависит только от входного напряжения и интервалов «заряда»-«разряда». Вспомним формулу коэффициента заполнения D:
Но, напряжение, на которое мы «разряжаем» катушку – это и есть то обратное напряжение, которое возникает в первичной обмотке в моменты закрытия ключа. Т.е. мы получили, что оно зависит только от входного напряжения и коэффициента заполнения D и определяется формулой:
При работе в реальных условиях значение коэффициента заполнения D будет меняться в зависимости от входного напряжения и нагрузки блока питания. Свое максимальное значение D будет принимать при минимальном входном напряжении и максимальной выходной мощности — этот режим работы считается самым сложным, и данное максимальное значение D и задается при проектировании блока. Что будет в те моменты, когда входное напряжение блока будет выше или нагрузка будет неполной? D будет принимать меньшие значения, т.к. от более высокого напряжения энергия быстрее «запасется» в первичной обмотке, или же (в случае меньшей нагрузки) надо просто «запасать» меньшее количество энергии. В любом случае, обратное напряжение на первичной обмотке будет всегда одинаковым, т.к. оно жестко связано с выходным напряжением, а то, в свою очередь, стабилизируется схемой. Итак, максимальное обратное напряжение на ключе равно:
Usw = Umax + Umin*D/(1 – D)
Это важный момент при проектировании ОИП, т.к. обычно максимальное обратное напряжение на ключе является исходным параметром, т.е. максимальный коэффициент заполнения D также является исходной величиной
. На практике обычно применяют следующие максимальные значения D: 25% (1/4), 33% (1/3) и реже 50% (1/2). Как вы понимаете, в последнем случае максимальное обратное напряжение на ключе будет равно удвоенному минимальному входному напряжению, что усложняет выбор полупроводникового прибора. Более низкие максимальные значения D, в свою очередь, снижают максимальную мощность при том же токе Imax, затрудняют процесс управления ключом Sw и снижают стабильность работы блока.
Почему же здесь мы применили допущение, что мы как подаем энергию, так и снимаем ее с первичной обмотки I, и что будет в реальности, когда снимается энергия с катушки II? То же самое. Напряжение на выводах любой обмотки трансформатора пропорционально скорости изменения магнитного поля в сердечнике (а поле пропорционально току, поэтому напряжение пропорционально скорости изменения тока). Поэтому не важно, с какой обмотки мы будем снимать энергию, если мы будем делать это с одной и той же скоростью, магнитное поле в трансформаторе будет уменьшаться одинаково, а на выводах первичной обмотки будет одно и то же напряжение. Но на какое напряжение надо «разряжать» вторичную обмотку, чтобы снятие энергии происходило с той же самой скоростью? Для этого сначала рассмотрим ток во вторичной обмотке.
Пояснение к п. 5. Пусть обмотка I имеет N1 витков, в то время как обмотка II – N2. Магнитное поле создается током, проходящим через каждый виток катушки, т.е. оно пропорционально произведению I*N. Тогда, получаем Imax*N1 = I2max*N2 (исходя из того, что обе обмотки намотаны в абсолютно одинаковых условиях), отсюда начальный ток вторичной обмотки:
Итак, ток во вторичной обмотке будет в N1/N2 раз выше, чем в первичной. Но на какое напряжение мы должны «разряжать» вторичную обмотку, чтобы к моменту t3 потратить всю энергию, запасенную в трансформаторе? Очевидно, что делать это мы должны с точно такой же скоростью; т.е. в каждый отдельный момент времени трансформатор будет терять одно и то же значение энергии dA(t). Но в первом случае dA(t) = Udis*I1(t)*dt (получено из A = W*T, W = U*I), а теперь это будет dA(t) = Uout*I2(t)*dt. Приравняем эти две функции:
Uout *I2(t) = Udis*I1(t), следовательно, в самом начале «разряда» моментальные мощности разряда должны быть равны:
Т.е. для того, чтобы потратить всю энергию трансформатора к моменту t3, мы должны «разряжать» вторичную обмотку II на напряжение Udis*N2/N1, при этом ток разрядки будет линейно падать от Imax*N1/N2 до нуля. Таким образом, мы установили связь между выходным напряжением блока, количеством витков в обмотках и обратным напряжением на первичной обмотке трансформатора.
На этом сугубо теоретическая часть заканчивается, и мы можем перейти к практике. Первый вопрос, который, скорее всего, возникает на данный момент у читателя – это с чего вообще начать разработку ОИП? Ниже я приведу рекомендованную последовательность шагов. Начнем с ситуации, когда трансформатор планируется изготовить полностью самостоятельно (на него нет жестких ограничений).
Теперь немного рассмотрим сам трансформатор и его конструкцию. Традиционно для импульсных источников питания трансформатор изготавливается на каком-либо сердечнике, выполненном из материала с высокой магнитной проницаемостью. Это позволяет при том же самом количестве витков обмоток сильно увеличить их индуктивность, т.е. сократить количество витков для достижения заданной индуктивности, и, следовательно, уменьшить габариты намотки. Однако, применение сердечника добавляет и недостатки – за счет магнитного гистерезиса в сердечнике теряется некоторая часть энергии, сердечник нагревается, причем потери в сердечнике растут с увеличением частоты (еще одна причина, из-за которой нельзя сильно повышать частоту преобразования). Также добавление сердечника вносит новое, ранее нигде не озвучиваемое ограничение – максимально допустимую плотность потока магнитной индукции Bmax. На практике это проявляется в том, что если увеличивать ток через обмотку, в определенный момент времени, когда ток достигнет определенного максимального значения, сердечник войдет в насыщение и дальнейшее увеличение тока не будет вызывать такое же как раньше увеличение магнитного потока. Это, в свою очередь, приведет к тому, что «относительная индуктивность» обмотки резко упадет, что вызовет еще более быстрое нарастание тока через нее. На практике, если не предусмотреть защиту ключа Sw ОИП от входа сердечника в насыщение, ключ просто сгорит от перегрузки по току . Поэтому во всех схемах ОИП, за исключением простейших блокинг-генераторов, применяется контроль тока через ключ Sw и досрочное закрытие ключа при достижении максимально допустимого тока через первичную обмотку.
Насколько же велико это максимальное значение плотности потока магнитной индукции? Для наиболее распространенного материала сердечников – феррита – оно считается равным 0.3Т. Это – среднее значение, оно может отличаться для каждого конкретного материала, поэтому здесь неплохо обратиться к справочнику. Также, оно зависит от температуры сердечника и, как вы, наверное, уже догадались, падает с ее увеличением. Если вы проектируете ОИП, предназначенный для работы в экстремальных условиях, где температура сердечника может доходить до 125 градусов, уменьшайте Bmax до 0.2Т.
Основная формула, которой вам придется пользоваться при расчете трансформаторов – это индуктивность обмотки по ее габаритам:
μ0 – абсолютная магнитная проницаемость вакуума, 4πе-7, μe – эффективная магнитная проницаемость сердечника, Se – эффективная площадь сечения магнитопровода, м². N – количество витков le – длина средней магнитной линии сердечника, м
Плотность потока магнитной индукции в сердечнике:
I – ток через обмотку, А
Таким образом, исходя из максимальной допустимой плотности потока магнитной индукции, максимально допустимый ток для обмотки будет равен:
А теперь еще один очень важный момент – на практике, если подставить реальные данные трансформатора в вышеприведенные формулы, окажется, что максимально допустимый ток в первичной обмотке оказывается в несколько раз меньше того, который нам нужен! Т.е. сердечник будет введен в насыщения еще до того, как мы сможем «вкачать» в него требуемую энергию Aimp. Так что же делать, не увеличивать же габариты трансформатора до неприличных значений?
Нет. Надо вводить в сердечник немагнитный зазор! Введение немагнитного зазора сильно снижает эффективную магнитную проницаемость сердечника, позволяя пропускать через обмотки значительно больший ток. Но, как вы понимаете, это потребует большего числа витков для достижения требуемой индуктивности обмотки.
Рассмотрим формулы для сердечника с зазором. Эффективная магнитная проницаемость сердечника с зазором:
g – суммарная толщина зазора, м.
Следует отметить, что данная формула справедлива только если получаемая μe много меньше исходной магнитной проницаемости (несколько раз), а g много меньше размеров поперечного сечения сердечника. Итак, рассмотрим формулу индуктивности обмотки на сердечнике с зазором:
Формула от введения зазора стала только проще. Максимально допустимый ток через обмотку:
Ну и последняя формула, которую можно вывести и самостоятельно. Размер зазора для заданного тока:
А теперь сделаем интересный вывод. Как вы помните, энергия, запасенная в катушке, выражается формулой A = LI²/2. Так какую максимальную энергию можно запасти в каком-то абстрактном сердечнике? Подставим данные в формулы.
Сейчас вы можете удивиться, но максимальная энергия, которую можно запасти в сердечнике, не зависит от того, какие обмотки на нем намотаны! Но это и логично, ведь энергия выражается в магнитном поле, а обмотки лишь позволяют его менять в ту или другую сторону! Количество витков в обмотках определяет только скорость, с которой магнитная индукция может достигнуть своего максимального значения при данном подведенном напряжении, но это максимальное значение определяется только конструкцией сердечника!
Данный вывод имеет огромное значение при проектировании ОИП на унифицированных сердечниках
. Если перед вами стоит именно такая задача, то, прежде всего, вам необходимо рассчитать, какое максимальное количество энергии способен «впитать» выбранный сердечник за один импульс, чтобы понять, подходит ли он для вашей мощности блока. Как вы понимаете, в этом случае максимальную мощность блока можно повысить только за счет повышения частоты преобразования – чем чаще мы будем перекачивать энергию Amax от входа на выход, тем большую мощность блока в результате сможем получить.
Также, из полученной формулы видно, что количество энергии, которое может «уместиться» в сердечнике прямо пропорционально немагнитному зазору! Это позволяет использовать маленькие сердечники на больших мощностях за счет увеличения зазора в них. Ограничением теперь будет только физические размеры – увеличение зазора вызывает уменьшение магнитной проницаемости, что требует большее количество витков.
А теперь вернемся к структурной схеме ОИП на рис. 1. В ней остались два блока, о которых я ничего не сказал – это конденсатор С1 и снаббер Snb.
Назначение конденсатора С1 – заземление выходной части блока по высоким частотам. Дело в том, что любой трансформатор, даже намотанный по всем правилам с экранами, имеет какую-то межобмоточную емкость. Прямоугольное высокочастотное напряжение огромной амплитуды из точки а проходит через эту емкость в выходные цепи блока. Конденсатор С1, имеющий емкость намного больше емкости трансформатора Т1, заземляет выход блока по высоким частотам. Значение емкости этого конденсатора в ОИП чаще всего выбирают в районе 2нф, напряжение – около киловольта. Если предполагается жесткое заземление выхода блока (например, используется только розетка с заземлением), С1 можно не ставить.
Необходимость в Снаббере Snb также вытекает из неидеальности трансформатора Т1, но уже совсем другого рода. Не смотря на то, что обмотки I и II индуктивно связаны между собой, эта связь не составляет 100%. В схемотехнике ОИП принято говорить, что обмотка I представляет собой две части, соединенные последовательно, где первая полностью индуктивно связана с обмоткой II, а вторая – полностью изолирована от нее. Эту вторую часть обмотки I называют «индуктивностью рассеяния».
Когда в момент t1 ток в первичной обмотке (обоих частях ее) резко прекращается, индуктивность рассеяния также пытается его продолжить. А так, как она не связана ни с какой другой обмоткой, она генерирует высоковольтный импульс, прикладываемый к закрытому ключу Sw. Энергия этого импульса во много раз меньше полезной энергии Aimp (чем лучше трансформатор, тем она меньше вообще), но и ее может оказаться достаточно, чтобы повредить ключ (в случае с биполярным транзистором, например, ее вполне хватит для лавинного пробоя). Для защиты ключа от этого импульса, он гасится на специальном схемном решении.
Рис. 3
Самый простой вариант – RCD снаббер, выполненный из диода, конденсатора и резистора (см. рис. 3). Обратное напряжение, возникающее на обмотке I, открывает диод VD и начинает заряжать конденсатор С. В результате, вся энергия импульса передается в конденсатор. В перерывах между импульсами конденсатор разряжается через резистор R. Т.е. энергия, снимаемая с индуктивности рассеяния, превращается в конечном счете в тепло на резисторе R, поэтому мощность этого резистора должна быть значительной (достигает единиц ватт). Преимуществом снаббера можно считать его схемную простоту, и то, что часть энергии из конденсатора С можно выкачать обратно в трансформатор Т применяя медленный диод VD, но эти процессы уже несколько сложней нашей простой статьи. Основным же недостатком снаббера является то, что на нем падает и полезная мощность! Ведь рабочее обратное напряжение первичной обмотки Vinv также заряжает конденсатор до этого значения, т.е. полезная мощность Uinv²/R теряется впустую.
Схемным решением, лишенным этого недостатка является супрессор. Он представляет собой последовательно соединенный быстрый диод VD1 и мощный и быстрый стабилитрон VD2. Когда индуктивность рассеяния генерирует свой высоковольтный импульс, он открывает диод VD1, пробивает стабилитрон VD2 и энергия импульса рассеивается на нем. Стабилитрон VD2 выбирается с большим напряжением пробоя, чем обратное напряжение Uinv, поэтому он не рассеивает полезной мощности блока. К недостаткам супрессора можно отнести более высокий уровень электромагнитных помех, связанный с резким открытием и закрытием полупроводниковых приборов.
Что будет, если этот высоковольтный импульс не погасить ничем? В случае биполярного ключа, скорее всего, в нем возникнет лавинный пробой и блок питания перейдет в режим кипятильника. Современные же полевые транзисторы устойчивы к лавинному пробою и позволяют рассеивать некоторое количество энергии на стоке (это описано в документации), поэтому такой транзистор может работать и без снаббера или супрессора – его роль будет выполнять сам транзистор. Более того, я встречал некоторые дешевые китайские блоки питания, в которых так и было сделано. Однако, я настоятельно не рекомендую такой режим работы, т.к. он дополнительно снижает надежность блока. Супрессорный диод (стабилитрон) стоит очень дешево и рассчитан на колоссальные импульсные мощности (600W, 1.5KW), так почему бы не применять его по назначению?
Также из вышеописанного следует еще один вывод. Независимо от того, решили ли вы применять снаббер или супрессор, обратное напряжение на закрытом ключе будет еще выше, чем рабочее рассчитанное значение Usw! Это следует иметь в виду при выборе ключа.
Обычно современные ключевые транзисторы и микросхемы имеют допустимое обратное напряжение 600 – 800 вольт. При Umax = 391В, Umin = 220В, обратное напряжение на ключе Usw будет иметь следующие значения (в зависимости от D): D = 25%, Usw = 464B; D = 33%, Usw = 501B; D = 50%, Usw = 611B. Это означает, что для ключей с максимальным обратным напряжением 600В следует выбирать только D = 33% или меньше. Для ключей с обратным напряжением 700В можно выбирать D = 50%.
Ну и в завершении статьи приведу простой пример расчета ОИП. Допустим, мы хотим сделать простой блок питания, позволяющий получить на своем выходе 12В 1А. Рассчитаем его по пунктам:
А теперь, для сравнения рассчитаем тот же ОИП для случая, когда допустимое напряжение сети может быть в интервале 85-230В. В чем будут отличия?
Заметьте, что параметры максимального тока через ключ изменились не столь значительно — с 0.44А до 0.63А, индуктивность упала в два раза, однако диапазон допустимых входных напряжений расширился очень существенно. В этом заключается еще одно преимущество ОИП — легкость в создании источников питания, работающих от широкого диапазона входных напряжений. Возможно, в данной статье не до конца рассмотрены все нюансы построения ОИП, однако ее объем и так получился больше, чем планировалось. Но тем не менее, я надеюсь, что она сможет помочь начинающим радиолюбителям понять принципы и самостоятельно создавать обратноходовые источники питания.
Конечное время нарастания и спадания фронта импульса
Измерение напряжения на входе демпфера (точка Vх на рисунке 1) показывает, что нарастание и спад происходят достаточно быстро. Напряжение поднимается до 19,5 В и опускается до 0 В за 10 нс. Имеет ли это существенное значение? Возвращаясь к расчету, мы повторяем те же вычисления, что и выше, но на этот раз – учитывая время нарастания (рисунок 3).
Рис. 3. Нарастание и спадение сигнала
Уравнения ниже описывают энергию Er1 и Er2, связанную со временем нарастания Тr и ТON соответственно:
Аналогичный набор уравнений получен для спадающего фронта:
Общая средняя мощность рассеяния представляет собой сумму четырех энергий, умноженную на частоту источника напряжения.
Тем не менее, мы обнаруживаем, что расчет потери мощности в случае для неидеального импульса немного сложнее.
Упрощение формул
Делая расчет схемы, показанной на рисунке 2, мы считали, что постоянная времени RC-демпфера мала по сравнению с продолжительностью Тr нарастания фронта импульса, а также что временные интервалы нарастания и спада импульса одинаковы.
$$\tau =R\times C=4.7\;Ом\times 680\;пФ=3.2\;нс
Тогда поправочный коэффициент будет следующим:
Другими словами, здесь лучше всего работает формула ступенчатой функции, посчитанная ранее. Наконец, для \(T_\approx \tau\)
приближение, которое работает лучше всего – это:
Проверка с помощью Simplis
Описанное выше – это вычисления мощности рассеивания и, в целом, общеинженерный вариант подхода к проблеме. Для этого потребовалось вспомнить курсы физики и математики в применении к электрическим схемам. С помощью компьютера вы можете легко смоделировать схему в программе Simplis и получить ответ простым способом.
На рисунке 4 показаны графики мощности, напряжения и тока для случая ступенчатой функции, моделируемой в Simplis.
Рис. 4. Моделирование снаббера в Simplis для ступенчатой функции на входе
Обратите внимание, что пиковая рассеиваемая мощность в этом случае составляет 81 Вт, что говорит о неблагоприятной ситуации в пике.
Метки (R1) (Y2) в середине рисунка 4 указывают, что средняя рассеиваемая мощность составляет 129,28876 мВт, что хорошо согласуется с предыдущим расчетом.
На рисунке 5 показаны формы мощности, напряжения и тока для моделируемого в Simplis второго случая (с реальным временем нарастания и спада).
Рис. 5. Моделирование снаббера в Simplis для входного напряжения с медленно изменяющимися фронтами
Обратите внимание, что пиковая рассеиваемая мощность в этом случае составляет всего 7,5 Вт, что говорит в пользу такого варианта. Метка «Power (R1)(Y2)» в верхней части рисунка 5 также сообщает о средней рассеиваемой мощности 57,383628 мВт, что совпадает с приблизительным расчетом с точностью до 1 мВт.
Работа многих схем DC/DC-преобразователей может быть улучшена при наличии демпфирующей цепочки в точке Vх. С практическими примерами конструирования понижающих преобразователей (в частности – c линейкой Himalaya производства компании MaximIntegrated) и снабберными цепочками можно ознакомиться по ссылкам, приведенным в конце статьи.
Конструкция и принцип действия
Особенность симистора является двунаправленной проводимости идущего через прибор электрического тока. Конструкция устройства строится на использовании двух встречно-параллельных тиристоров с общим управлением. Такой принцип работы дал название от сокращенного «симметрические тиристоры». Поскольку электроток может протекать в обе стороны, нет смысла обозначать силовые выводы как анод и катод. Дополняет общую картину управляющий электрод.
Условное обозначение на схеме по ГОСТ:
Внешний вид следующий:
В симисторе есть пять переходов, позволяющих организовать две структуры. Какая из них будет использоваться зависит от места образования (конкретный силовой вывод) отрицательной полярности.
Как работает симистор? Исходно полупроводниковый прибор находится в запертом состоянии и ток по нему не проходит. При подаче тока на управляющий электрод, последний переходит в открытое состояние и симистор начинает пропускать через себя ток. При работе от сети переменного тока полярность на контактах постоянно меняется. Схема, где используется рассматриваемый элемент, при этом будет работать без проблем. Ведь ток пропускается в обоих направлениях. Чтобы симистор выполнял свои функции, на управляющий электрод подают импульс тока, после снятия импульса ток через условные анод и катод продолжает протекать до тех пор, пока цепь не будет разорвана или они не будут находится под напряжением обратной полярности.
При использовании в цепи переменного тока симистор закрывается на обратной полуволне синусоиды, тогда нужно подавать импульс противоположной полярности (той же, под которой находятся «силовые» электроды элемента).
Принцип действия системы управления может корректироваться в зависимости от конкретного случая и применения. После открытия и начала протекания подавать ток на управляющий электрод не нужно. Цепь питания разрываться не будет. При надобности отключить питание следует понизить ток в цепи ниже уровня величины удержания или кратковременно разорвать цепь питания.
